Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1 Анализ схемотехнических решений и законов управления автономными инверторами напряжения 10
1.1. Область применения и типы инверторов 10
1.2. Проблема качества генерируемой электрической энергии 13
1.3. Широтно-импульсная модуляция 15
1.4. Многоуровневые широтно-импульсные преобразователи
1.4.1. Каскадные Н-мостовые схемы 20
1.4.2. Многоуровневые инверторы с демпфирующими диодами 22
1.4.3. Инверторы с плавающими конденсаторами
1.5. Проблема проектирования инвертора 27
1.6. Выводы по главе 1 29
ГЛАВА 2
Методы широтно-импульсной модуляции и их анализ 31
2.1. Классификация ШИМ 31
2.2. Сравнительный анализ методов широтно-импульсной модуляции 34
2.2.1. Традиционная ШИМ 35
2.3. Влияние частоты широтно-импульсной модуляции на установленную мощность автономного инвертора напряжения 36
2.4. Исследование влияния частотного фильтра на потери в ключевых элементах ШИМ инвертора 51
2.5. Выводы по главе 2 з ГЛАВАз
Амплитудно-импульсная модуляция и ее реализация в автономных инверторах напряжения 63
3.1. Методы амплитудно-импульсной модуляции 63
3.2. Анализ аппаратных затрат при реализации инвертора с амплитудной модуляцией 73
3.3. Выводы по главе 3 86
ГЛАВА 4 Многоуровневые инверторы с широтно-импульсной модуляцией 88
4.1. Классификация методов многоуровневой ШИМ 88
4.1.1. Многоуровневая ШИМ со смещением по уровню 91
4.1.2. Многоуровневая ШИМ со смещением по фазе
4.2. Гармонический состав выходного напряжения инвертора с многоуровневой ШИМ 95
4.3. Анализ мощности потерь в многоуровневых ШИМ инверторах
4.3.1. Модель МШИМ инвертора в MATLAB/Simulink 102
4.3.2. Результаты моделирования 106
4.4. Выводы по главе 4 108
ГЛАВА 5 Сравнительный анализ инверторов с широтно-импульсной и амплитудно-имульсной модуляцией 110
5.1. Постановка задачи 110
5.2. Алгоритм решения задачи 113
5.3. Определение оптимальных режимов использования инверторов напряжения 116
5.3.1. Определение областей допустимой работы инверторов 118
5.3.2. Определение аналитических зависимостей температуры перехода от мощности нагрузки, частоты коммутации и системы охлаждения 123
5.4. Определение оптимальных топологий инверторов при различных режимах работы 135
5.5. Выводы по главе 5 140
Заключение 141
Список сокращений и условных обозначений 144
Список использованной литературы
- Многоуровневые широтно-импульсные преобразователи
- Сравнительный анализ методов широтно-импульсной модуляции
- Анализ аппаратных затрат при реализации инвертора с амплитудной модуляцией
- Гармонический состав выходного напряжения инвертора с многоуровневой ШИМ
Введение к работе
Актуальность проблемы. Энергоэффективность и энергосбережение, являясь приоритетными направлениями развития науки, технологий и техники, были включены в Энергетическую стратегию России на период до 2030 года, что подчеркивает важность этого направления для модернизации и технологического развития российской экономики, повышения ее конкурентоспособности. Современные процессы производства, передачи и потребления электрической энергии, без которых невозможна современная экономика, требуют многократного ее преобразования, для которого используются мощные полупроводниковые инверторы, от эффективности и надежности функционирования которых зависит эффективность и надежность функционирования всех потребителей электроэнергии.
Наиболее важным этапом проектирования инвертора является выбор топологии и метода модуляции, которые обеспечат наилучшие технико-экономические показатели проектируемого устройства. Наличие критериев и процедур выбора на данном этапе снижает вероятность ошибок и сокращает время проектирования полупроводникового прибора. Таким образом, задача обеспечения обоснованности проектных решений и формирование критериев выбора является актуальной.
К настоящему моменту в области силовой электроники накоплен большой объем материалов, посвященных вопросам разработки новых и улучшения существующих схемотехнических решений с целью повышения эффективности применения автономных инверторов напряжения. В то же время вопрос сравнения принципиально разных схем и алгоритмов модуляции остается открытым. Решению этой задачи посвящена данная диссертационная работа.
Целью диссертационной работы является повышение качества проектных решений при выборе схемотехнической реализации автономного инвертора напряжения, что предполагает определение режимов функционирования инверторов, в которых использование конкретной реализации инвертора является оптимальной по массогабаритным и стоимостным показателям.
Для достижения поставленной цели необходимо решить следующие задачи:
-
Систематизация существующих схемотехнических решений и алгоритмов модуляции на основе существующих публикаций и математического моделирования.
-
Выбор из каждой группы инверторов схемы, обеспечивающей наибольшую эффективность и гибкость при использовании, с целью сокращения мощности множества выбора и исключения из анализа однотипных моделей.
-
Выбор критериев оценки схем инверторов, отражающих качество генерируемой электроэнергии и технические характеристики самого инвертора.
-
Разработка математической модели для оценки принятых критериев в приложении к выбранным схемам инверторов.
-
Определение закономерностей влияния параметров инвертора на значения критериев оценки, выявление областей в пространстве состояний, при которых топология обладает явными преимуществами и недостатками, определение границ областей оптимального использования инверторов.
Методы исследования. При выполнении работы использовались методы математического и имитационного моделирования, решения систем линейных и нелинейных алгебраических уравнений, аппроксимации и интерполяции, графического решения многокритериальных задач. В качестве исходных данных при моделировании использовались паспортные данные силовых IGBT модулей, указанных производителем. В процессе выполнения работы использовались проверенные методы и алгоритмы расчета характеристик инвертора. Математическое и имитационное моделирование проводилось в средах MathCad и MATLAB\Simulink.
Объектом исследования являются автономные инверторы напряжения.
Предметом исследования являются мощность потерь, температура полупроводникового перехода и гармонический состав выходного напряжения автономных инверторов напряжения.
Научная новизна:
-
Получены закономерности функционирования системы фильтр-инвертор, в частности, наличие узкой области оптимальных параметров фильтра для каждого режима работы инвертора.
-
Предложена схема инвертора с амплитудной модуляцией, состоящая из коммутатора и моста, позволяющая сократить массогабаритные показатели инвертора. Проведен сравнительный анализ данной схемы с распространенными схемами инверторов, подтверждающий высокое качество генерируемого напряжения при меньших аппаратных и стоимостных затратах на реализацию.
-
Разработана имитационная модель, позволяющая на основе паспортных данных используемых силовых элементов, получать данные о температуре полупроводниковой структуры и мощности потерь в инверторе.
-
Получены закономерности влияния частоты коммутации и тока инвертора на установленную мощность автономного инвертора напряжения и сформулированы рекомендации по выбору топологии инвертора в зависимости от частоты выходного напряжения.
Теоретическая и практическая значимость исследования. Полученные результаты позволяют повысить обоснованность решений при проектировании инвертора, позволяя по предъявляемым нагрузкой требованиям, выбрать топологию инвертора, который будет обладать наименьшими стоимостными и массогабаритными показателями. Таким образом, уменьшается вероятность ошибок при проектировании и затраты на проектирование.
Апробация результатов исследования. Основные положения работы докладывались автором на внутривузовских и международных конференциях ММТТ-24, ММТТ-25, конкурсе У.М.Н.И.К., получен патент на полезную модель.
Публикации результатов исследования. По теме диссертационной работы автором опубликовано 11 работ, из них 2 в изданиях, рекомендованных ВАК РФ. Еще одна работа принята к опубликованию в журнале «Известия ВУЗов. Электромеханика».
Структура диссертации. Диссертация состоит из введения, пяти глав, заключения, списка сокращений и условных обозначений и списка использованной литературы, включающего 102 наименования. Объем работы составляет 155 страниц текста, 57 рисунков и 23 таблицы.
Научные положения и результаты, выносимые на защиту:
-
Разработанная имитационная модель позволяет рассчитывать мощность потерь и температуру полупроводникового перехода транзистора и диода в инверторе с учетом реальных параметров ШИМ и АИМ модуляции.
-
Динамические потери оказывают существенное влияние на температуру перехода транзистора и диода IGBT модуля при частоте коммутации более 5 кГц.
-
Схема АИН с коммутатором и мостом, состоящая из 10 IGBT-модулей, обеспечивает выходное напряжение, удовлетворяющее требования ГОСТ по суммарному коэффициенту гармоник без применения фильтра.
-
АИМ-инвертор является предпочтительным по критерию минимальной установленной мощности при обеспечении коэффициента гармоник не более 8% на частотах выходного напряжения более 800 Гц при рассмотрении реального номенклатурного ряда IGBT-модулей. При наличии непрерывного номенклатурного ряда IGBT модулей оптимальным является инвертор с многоуровневой ШИМ.
Многоуровневые широтно-импульсные преобразователи
Принцип многоуровневых инверторов был предложен еще в 1975 году [72]. Такая схема предполагает последовательное соединение однофазных мостовых инверторов и называется последовательным Н-мостовым преобразователем (series-connected H-bridge inverter (SCHBI)). С тех пор совершенствовались силовые полупроводниковые элементы, повышалась надежность преобразователей, качество генерируемой электроэнергии, было предложено несколько различных вариантов схем многоуровневых инверторов, а также несколько альтернативных путей их реализации [83, 84, 100], однако общий принцип использования цепочки полупроводниковых преобразователей с несколькими низковольтными источниками постоянного питания для получения ступенчатой кривой выходного напряжения остался прежним.
Многоуровневые преобразователи обладают рядом достоинств относительно традиционных одноуровневых преобразователей: 1. Ступенчатая форма кривой выходного напряжения позволяет не только повысить качество электрической энергии, но и уменьшить скачки напряжения, повышая электромагнитную совместимость; 2. Низкое искажение формы входного тока 3. Низкая частота коммутации, что обеспечивает более низкие потери и высокую эффективность.
Тем не менее, интерес к многоуровневым инверторам снижался на протяжении 1980-х годов. Причиной этому послужила сложность схем по сравнению с обычными мостовыми преобразователями, необходимость использования нескольких источников питания или введения в схему ряда элементов (конденсаторов и диодов) для деления напряжения одного источника. Однако в последние годы наблюдается устойчивый рост интереса к многоуровневым инверторам. Это связано с тем, что все больше промышленных потребителей стали требовать высоких значений мощности и качества питающего напряжения. Многоуровневые инверторы позволяют достичь высоких коэффициентов мощности, генерировать напряжение высокого качества, а также позволяют использовать группы низковольтных источников электроэнергии (например, ветровых установок) для питания мощных потребителей [95, 98]. Способствует распространению многоуровневых инверторов и удешевление элементной силовой базы полупроводниковых элементов.
В литературе представлено 3 различные топологии многоуровневых инверторов: каскадные Н-мостовые инверторы с отдельными источниками питания (в англоязычной литературе — Multilevel H-bridged inverter), инверторы с демпфирующими диодами (в англоязычной литературе - Diode clamped multilevel inverter) и с демпфирующими конденсаторами (flying capacitor / capacitor clamped).
Каскадная Н-мостовая схема инвертора является наиболее простой и распространенной топологией многоуровневых инверторов и состоит из последовательно соединенных инверторных мостов. Схема однофазного т-уровневого инвертора такой топологии представлена на рисунке 1.2. К каждому инверторному мосту подключен свой источник постоянного питания Udc таким образом, каждый модуль может генерировать напряжение 3-х уровней: +Udc О и -Udc. Для получения положительного напряжения замыкаются вентили Su и S4i, для получения отрицательного - вентили S2i и БЗІ. Когда замкнуты все вентили или все вентили разомкнуты - выходное напряжение равно нулю. Последовательное соединение модулей обеспечивает выходное напряжение с 2т+1 уровней на периоде, где т - количество
Углы коммутации 0j выбираются исходя из принципа минимизации коэффициента гармонических искажений THD. В общем случае, для уменьшения 5-й, 7-й, 11-й и 13-й гармоник [78].
В некоторых работах предлагаются топологии, в которых значения напряжений источников постоянного питания различных модулей различаются [88, 94]. Основным преимуществом такого подхода является то, что количество уровней выходного напряжения превышает количество 2т+1. В то же время недостатком является необходимость использования отдельных источников питания для каждого модуля, что ограничивает универсальность решения, повышает цену и сложность схемы [85].
1.4.2. Многоуровневые инверторы с демпфирующими диодами
Инвертер с нейтральной точкой был предложен в 1981 году [91]. На рисунке 1.3. представлен однофазный инвертор с демпфирующими диодами, генерирующий напряжение с 2 уровнями на полупериоде, не считая нулевого уровня. Таким образом, общее количество уровней на периоде равно 5. Напряжение на каждом конденсаторе равно Udc, и напряжении на каждом из силовых ключей также равно Udc за счет демпфирующих диодов.
Схема многоуровневого ШИМ инвертора с демпфирующими диодами В таблице 1.2. представлены возможные значения выходного напряжения одной фазы инвертора. Состояние ключа 1 означает, что он замкнут, 0 -разомкнут. Каждая фаза имеет 4 комплементарные пары ключей, в каждой из которых замкнут только 1 ключ из двух (Sj, Sj+4). Хотя каждый активный ключ требуется только для запирания напряжения Udc, демпфирующие диоды требуют различных уровней блокируемого обратного напряжения. Например, в случае коммутации всех ключей с Si по Ss, один из диодов блокирует напряжение 4UdC. Если инвертор проектируется таким образом, чтобы все блокирующие диоды имели одинаковый уровень прилагаемого напряжения, вместо одного диода необходимо использовать п-1 последовательных диодов, где п - число уровней напряжения.
Сравнительный анализ методов широтно-импульсной модуляции
Сопоставляя данные таблиц 2.2., 2.3. и рисунка 2.15. видим, что только охладитель 057 обеспечивает работу модуля во всем выбранном диапазоне несущих частот (от 1 до 16 кГц) при естественном охлаждении. При работе модуля на частотах до 4кГц достаточное охлаждение обеспечивает любой их представленных в таблице охладителей, при наличии принудительного обдува со скоростью 6 м/с. А модули массой свыше 3,5 кг при принудительном охлаждении обеспечивают нормальную работу модуля в диапазоне ШИМ до 16 кГц. Следовательно, в подавляющем большинстве случаев для охлаждения модулей требуется принудительный обдув, что добавляет в массогабаритные показатели схемы вентилятор и систему его питания.
Анализируя полученные зависимости, можно сделать вывод, что применение ШИМ оправдано при частоте до 5кГц, когда динамические потери значительно меньше статических и для охлаждения модуля достаточно небольших охладителей массой до 2,5 кг и естественного или принудительного обдува со скоростью до 6 м/с. При больших частотах значительно возрастают динамические потери, что приводит к росту температуры перехода и требуемой интенсивности охлаждения. Для решения проблемы необходимо либо применять другой тип охладителя, либо более мощный тип модуля.
Первый вариант приводит к значительному увеличению аппаратных затрат в схеме. Как видно из таблицы 2.3 масса меняется в широких пределах от 1 до 8 кг. Учитывая массу IGBT модуля 350г, именно охладитель будет определять массу и габариты инвертора. Кроме того, стоимость такой схемы также будет расти.
Вторым вариантов является выбор более мощного модуля, который за счет более низкого теплового сопротивления переход-корпус, более низких потерь включения-выключения и более низкого внутреннего сопротивления обеспечит снижение температуры перехода при той же интенсивности охлаждения. Однако линейки силовых модулей включают 2-5 модулей, отличающихся номинальным током, на который они рассчитаны. Например, семейство силовых модулей МТКИ2 включает модули МТКИ2-200-12, МТКИ2-300-12, МТКИ2-400-12, рассчитанных соответственно на номинальный ток 200, 300 и 400 А и напряжение 1200 В. Следовательно, если возможностей модуля МТКИ2-300-12 недостаточно, то мы можем выбрать модуль МТКИ2-400-12. Сравним цены на эти модули. В нескольких проанализированных интернет магазинах цены различались, но соотношение цен было постоянным (таблица 2.4).
Необходимо отметить, что величина динамических потерь IGBT зависит от абсолютного значения частоты модуляции, тогда как для достижения заданного коэффициента гармонических важно отношение частоты несущего сигнала к частоте модулирующего. Это говорит о том, что использование ШИМ для питания высокочастотных потребителей (400 Гц и выше, для которых частота модуляции как правило выше ЮкГц) связано со значительным увеличением установленной мощности силовой схемы. В то время как для питании потребителей с частотой 50-60Гц при обеспечении того же коэффициента гармонических составляющих ШИМ приемлема и не приводит к значительному увеличению установленной мощности схемы.
Выберем в качестве основы для моделирования активную нагрузку мощностью 100 кВт при питании напряжением 513В. Следует отметить, что такое действующее напряжение оказывается на выходе идеального ШИМ инвертора питаемого напряжением 513В, получающимся в результате выпрямления сетевого напряжения 380В, и работающего на идеальную активную нагрузку. В этом случае напряжение и ток нагрузки АИН имеют прямоугольную импульсную форму, включение/выключение считается мгновенным, следовательно, действующее напряжение оказывается равным амплитудному значению.
Таким образом, базовой нагрузкой будет резистор с сопротивлением 2.63 Ом. Для моделирования работы инвертора при питании потребителя с различным коэффициентом мощности рассчитаем соответствующую нагрузку в предположении, что действующее напряжение остается постоянным. Частота выходного напряжения 400Гц.
Спектр ШИМ сигнала содержит бесконечное число гармонический составляющих; полученное в результате моделирования значение суммарного коэффициента гармонических составляющих THD для такого сигнала превышает 100%. Таким образом, для подавляющего большинства потребителей необходима установка фильтра, исключение составляют лишь потребители, преобразующие электрическую энергию в тепловую, например, индукционные печи.
Установка фильтра позволяет пропускать только низшие гармоники, значительно снижая коэффициент гармонических составляющих. Следует, отметить, что это приводит к снижению действующего значения напряжения и тока, которые приобретают синусоидальную форму, а, следовательно, и выходной мощности. Путем моделирования установлено, что при одинаковых значениях питающего напряжения и нагрузки выходная мощность инвертора с фильтром практически в два раза меньше выходной мощности ШИМ инвертора без фильтра. Так при указанных выше напряжении 513В и сопротивлении нагрузки 2.63В выходная мощность ШИМ инвертора без фильтра составляет 100кВт, а при наличии фильтра - 45-55 кВт в зависимости от полосы пропускания фильтра и частоты несущего сигнала.
Для расчета параметров фильтра воспользуемся методикой, изложенной в статье [20], позволяющей определить индуктивность необходимую для обеспечения заданного коэффициента гармоник выходного напряжения инвертора. Емкость фильтра выбирается в зависимости от значения индуктивности с целью обеспечения равенства волнового сопротивления фильтра сопротивлению нагрузки [20]. Получив таким образом значения индуктивности и емкости фильтра с точки зрения обеспечения коэффициента THD на уровне 8%, рассмотрим случаи использования фильтра с большей и меньшей индуктивностью и оценим влияние изменения индуктивности на температуру перехода транзистора.
В таблице 2.5. представлены рассчитанные значения индуктивности и соответствующей ей емкости фильтра и полученные при данном фильтре значения коэффициентов гармонических составляющих. Графически зависимость коэффициента THD от емкости фильтра и частоты коммутации представлена на рисунке 2.15.
Анализ аппаратных затрат при реализации инвертора с амплитудной модуляцией
В последнее время получают все большее распространение многоуровневые ШИМ инверторы, объединяющие в себе одновременно и АИМ и ШИМ модуляции. В таких преобразователях напряжение на каждом уровне АИМ представляет собой ШИМ сигнал, что позволяет получать близкий к синусоиде выходной сигнал. При питании мощных потребителей от многоуровневого инвертора, нагрузка распределяется по уровням, что позволяет использовать менее мощные, более дешевые и компактные вентили. Многоуровневые инверторы появились еще в середине 60-х годов, но из-за сложности самих схем и необходимых алгоритмов управления не получили широкого распространения. В последнее время, в связи с бурным развитием полупроводниковой силовой и микроэлектронной базы, позволяющей реализовывать сложные алгоритмы управления, многоуровневые инверторы становятся все более популярными. Это подтверждается и большим количеством современных отечественных [14, 29, 69] и иностранных [80, 81, 83, 88,95, 101] публикаций.
Основным преимуществом многоуровневых инверторов напряжения является высокое качество выходного напряжения, о чем свидетельствует низкий уровень THD [78, 99]. В то же время не во всех случаях оправдано применение более дорогих преобразователей данного типа.
Алгоритм ШИМ, используемый в обычных инверторах может быть использован и в многоуровневых инверторах. В литературе наиболее распространены 3 метода многоуровневой ШИМ: многоуровневая ШИМ на основе несущего сигнала, выборочное подавление гармоник и многоуровневая пространственно-векторная модуляция.
Алгоритмы многоуровневой модуляции проще рассматривать на основе топологии SCHBI, хотя их можно перенести и на две другие распространенные топологии многоуровневых инверторов, рассмотренных в разделе 1.4.
При SCHBI каждый модуль может формировать напряжение с уровнями -Udc, 0 и Ude. Таким образом, схема, состоящая из М модулей, может формировать nievei различных уровней напряжения в дипазоне от -Мщс до Мщс, с шагом UdC. Инвертер с М модулями обычно называется щеуе1-уровневым инвертором, поскольку количество уровней выходного напряжения является более важным для потребителя показателем по сравнению с количеством модулей. Количество уровней nievei связано с количеством модулей следующим соотношением:
В литературе были предложены несколько различных методов модуляции. Популярная их классификация была представлена в [98] и обновлена в [81] (рисунок 4.1.). При этом все методы на основе несущего сигнала могут иметь вариации в зависимости от формы несущего сигнала и момента коммутации, как рассмотрено для одноуровневой ШИМ в разделе 2.1. И также, как для одноуровневой ШИМ, наиболее распространенными стали методы двусторонней модуляции, использующие несколько треугольных несущих сигналов и один модулирующий синусоидальный, либо синусоидальный с предмодуляцией третьей гармоникой, сигнал. Это объясняется меньшим содержанием паразитных гармоник в спектре выходного напряжения такого инвертора.
Схемы многоуровневой ШИМ на основе несущей, в основном делятся на две категории: методы со смещением по уровню (в англоязычной литературе -Level-shifted PWM, или LSPWM) и фазовым сдвигом (Phase-shifted PWM, или PSPWM). И те и другие имеют несколько разновидностей, которые отличаются распределением несущих сигналов по отношению друг к другу. 4.1.1. Многоуровневая ШИМ со смещением по уровню
Во всех методах LSPWM, несущие сигналы имеют частоту FCAR равную частоте импульсов выходного напряжения, называемой очевидной частотой коммутации Fsw, и амплитуду напряжения равную напряжению звена постоянного тока. Опорное напряжение, с другой стороны, может иметь значения в диапазоне от -MUDC ДО MUDC. Чтобы охватить весь диапазон напряжения, несущие сдвигаются вертикально, так что носитель первого модуля охватывает диапазон от нуля до UDC, а второй охватывает диапазон от UDC ДО 2UDC И т.д. Последний модуль охватывает напряжения от (М-1) UDC ДО MUDC [77].
Рис 4.2 иллюстрирует распределение носителей по отношению к опорному напряжению, согласно описанному методу. На рисунке также представлены генерируемые напряжения каждого из модулей и выходное напряжение инвертора.
Моменты переключения определяются путем сравнения опорного сигнала с модулирующим. Состояние модуля определяется как +UDC если опорное выше, чем положительное несущее, и 0 в противном случае. Для отрицательных значений несущего сигнала наоборот:
Сравнение загруженности модулей SCHBI при использовании многоуровневой ШИМ со смещением по уровню показывает, что модуль М используется на коротких интервалах в течение периода, в то время как первый модуль используется почти все время [81]. Следовательно, конденсаторы цепи постоянного тока различных модулей загружаются по-разному, в результате чего не соблюдается баланс напряжения между ними. При возврате накопленной в индуктивной части нагрузки энергии ее большая часть направляется в конденсатор первого модуля, что может привести к его пробою, поскольку напряжение в цепи постоянного тока резко возрастает.
PSPWM была разработана для решения проблемы равномерной загрузки модулей. В литературе предложены два основных варианта распределения несущих сигналов [92]. В первом методе, на каждый модуль есть два несущих сигнала как в LSPWM, но каждый имеет амплитуду M-UDC. Момент переключения также определяется аналогично LSPWM. Частота несущих сигналов превышает очевидную частоту коммутации в М раз (FCAR = MFsw), а фаза сдвинута на угол 360/М по отношению друг к другу.
Во втором методе на каждый модуль приходится один несущий сигнал с амплитудой 2MUDC: ОТ -MUDC ДО MUDC- Частота коммутации определяется аналогично первому методу FCAR = MFsw- Однако опорный сигнал умножен на -1, как показано на рис 4.3, где моменты переключения определяются путем сравнения несущего сигнала с обоими опорными сигналами.
Между двумя рассматриваемыми методами PSPWM есть заметное различие. Хотя частоты несущего сигнала равны, во втором методе коммутация ключей происходит в два раза чаще первого. Чем выше частота переключения, тем легче поддерживать баланс нагрузки между модулями, но недостатком является увеличение потерь при переключении. (а) модулирующий и несущие сигналы
Гармонический состав выходного напряжения инвертора с многоуровневой ШИМ
В предыдущем разделе был представлен подробный анализ влияния параметров модуляции на выбор аппаратной части инвертора напряжения. Однако расчеты и моделирование было произведено для одной серии модулей. С научной точки зрения важно получить аналитические зависимости между ключевыми параметрами инвертора и параметрами нагрузки и системы охлаждения. Это позволит значительно сократить объем моделирования инвертора и частично заменить его расчетом по полученным формулам, а также перейти от температуры одного модуля к температуре другого без дополнительного моделирования и, тем самым, решить общую задачу выбора модуля для инверторов напряжения, построенных на базе IGBT модулей.
В качестве основного параметра системы охлаждения, влияющего на инвертор, выбрано тепловое сопротивление охладитель — окружающая среда, определяющий интенсивность охлаждения силовых ключей.
Таким образом, температуру перехода транзистора можно представить как функцию 5-й переменных: Tj = TJ (Рн, Kp /MOD » U, RSA ) (5.3) Учитывая сложные зависимости между указанными переменными рассчитать непосредственно температуру перехода проблематично. Гораздо проще получить формулу перехода от температуры перехода при одних параметрах к температуре перехода при других параметрах. Это значительно сократит время моделирования, и позволит рассмотреть большее число вариантов. Итак, как известно температуру перехода можно рассчитать на основе данных о мощности потерь, температуры окружающей среды и значений тепловых сопротивлений переход-корпус, корпус-охладитель и охладитель -окружающая среда. Tj =Та+ Ploss (ZJC + Rcs + RSA ) (5.4) где Pioss - суммарная мощность статических и динамических потерь в IGBT модуле. loss =4tat + dyn (5.5)
Таким образом, в общем случае Pj0Ss является функцией от тока коллектора и частоты коммутации. Поскольку для амплитудной модуляции динамические потери малы по сравнению со статическими из-за низкой частоты коммутации, то можно пренебречь динамической составляющей и рассматривать мощность потерь как функцию от тока коллектора.
Тепловое сопротивление переход-корпус ZJC является функцией частоты коммутации, т.к. зависит от длительности импульса и различается для различных модулей. Тепловое сопротивление корпус-охладитель Res зависит от конструктивных особенностей модуля. Более того - данная величина обычно является постоянной для модулей одной серии.
Все рассматриваемые выше зависимости строились на основе результатов математического моделирования, для конкретных моделей инверторов и условий их функционирования. Такой подход позволяет получить достаточно точные данные, но не позволяет оценить эффективность использования того или иного инвертора для практического применения. Таким образом, поставленная в работе задача оптимизации установленной мощности схемы решается методом перебора. Производительность современной . вычислительной техники позволяет эффективно решать задачу и таким методом, однако с научной точки зрения интерес представляет получение теоретических зависимостей без привязки к конкретной аппаратной реализации.
Поставим задачу определения зависимости температуры перехода от установленной мощности IGBT модуля. Для решения данной задачи воспользуемся аналитической зависимостью температуры перехода от параметров силового модуля, а также полученными в результате моделирования данными.
Установленная мощность модуля определяется как произведение среднего значения тока на допустимое значение напряжения. В таблице представлены значения установленной мощности модуля мостового ШИМ инвертора, работающего на нагрузку я различным коэффициентом мощности при сохранении активной нагрузки постоянной на уровне 100 кВт.
Установленная мощность используемого модуля при этом меняется дискретно, т.к. все модули рассчитаны на типовое значение тока и напряжения. Выбранная серия модулей М2ТКИ, для которой проводилось моделирование, рассчитана на напряжение 1200В и ток 100, 200 и 300А соответственно для модулей М2ТКИ-100-12К, М2ТКИ-200-12К и М2ТКИ-300-12К. Следовательно, их номинальная мощность составляет 120, 240 и 360 кВА.
