Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1
Направления развития высокочастотных источников питания для установок индукционного нагрева .13
1.1 Анализ выпускаемых высокочастотных преобразователей для электротехнологий, собранных на транзисторных модулях типа IGBT и MOSFET 13
1.2 Особенности индукционной нагрузки 22
1.3 Структура установок индукционного нагрева 27
1.4 Сравнительный анализ схем транзисторных инверторов для установок индукционного нагрева 29
1.4.1 Параллельный резонансный инвертор тока 29
1.4.2 Последовательный резонансный инвертор напряжения 32
ГЛАВА 2
Структура и принцип построения полупроводникового преобразователя комбинированной структуры 38
2.1 Требования, предъявляемые к построению преобразователя для установок индукционного нагрева 38
2.2 Структура и принцип построения силовой части полупроводникового преобразователя комбинированной структуры 42
2.3 Структура и принцип построения системы управления полупроводникового преобразователя комбинированной структуры 47
2.4 Выводы по главе 2 53
ГЛАВА 3
Имитационное моделирование полупроводникового преобразователя комбинированной структуры и анализ его работы 54
3.1 Разработка имитационной модели силовой части полупроводникового преобразователя комбинированной структуры 54
3.2 Разработка имитационной модели системы управления полупроводниковым преобразователем комбинированной структуры 55
3.3 Построение и функционирование отдельных узлов имитационной модели системы управления 60
3.4 Имитационная модель силовой части полупроводникового преобразователя комбинированной структуры и анализ его работы в режиме стабилизации выходного напряжения 71
3.5 Исследование и анализ работы полупроводникового преобразоаптеля комбинированной структуры при изменении параметров нагрузки за время технологического цикла 82
3.6 Выводы по главе 3 89
ГЛАВА 4
Разработка математической модели и анализ энергоэффективности полупроводникового преобразователя комбинированной структуры 90
4.1 Методика определения энергоэффективности полупроводникового преобразователя комбинированной структуры от применения LCD снаббера с учетом режима работы и параметров IGBT модулей 90
4.1.1 Определение зависимости энергетических показателей силовых элементов импульсных преобразователей от режимов протекания тока накопительной индуктивности 90
4.1.2 Определение зависимости потерь энергии в силовых ключах импульсных преобразователей от пульсаций тока накопительной индуктивности и частоты коммутации 100 4.1.3 Сравнительная оценка эффективности различных типов IGBT
4.1.4 Определение зависимости потерь энергии в пассивных элементах импульсных преобразователей от пульсаций тока накопительной индуктивности и частоты коммутации
4.2 Математическая модель полупроводникового преобразователя комбинированной структуры 121
4.3 Оптимизация по энергетическим и массогабаритным показателям преобразователя комбинированной структуры
4.3.1 Определение мощности потерь в основных элементах преобразователя комбинированной структуры 131
4.3.2 Температурное моделирование структуры транзисторного 136
4.4 Выводы по главе 4 144
ГЛАВА 5
Экспериментальные исследования эффективности полупроводникового преобразователя комбинированной структуры 147
5.1 Разработка экспериментального образца полупроводникового преобразователя комбинированной структуры 147
5.2 Экспериментальные исследования работы полупроводникового преобразователя комбинированной структуры 153
5.3 Выводы по главе 5 167
Заключение 169
Список сокращений и условных обозначений 172
Список литературы .
- Структура установок индукционного нагрева
- Структура и принцип построения силовой части полупроводникового преобразователя комбинированной структуры
- Разработка имитационной модели системы управления полупроводниковым преобразователем комбинированной структуры
- Определение зависимости энергетических показателей силовых элементов импульсных преобразователей от режимов протекания тока накопительной индуктивности
Введение к работе
Актуальность темы исследования. В связи с расширением областей применения высокочастотной (ВЧ) индукционной термообработки возрастает потребность усовершенствования концепции построения полупроводниковых преобразователей установок индукционного нагрева (УИН) с учетом свойств современной элементной базы силовых схем и систем управления. Поэтому проведение научных исследований в направлениях поиска энергоэффективных схемных решений и алгоритмов их управления, развития методов анализа энергетических процессов в схемах полупроводниковых преобразователей для расширения их функциональных возможностей и повышения энергетических показателей является актуальной научной задачей.
В научных исследованиях, проводимых по данному направлению, большое внимание уделяется повышению коэффициента использования вентилей по мощности и снижению мощности потерь основных элементов преобразователей электрической энергии, для чего решаются задачи выбора и усовершенствования, как схемотехнических решений, так и способов их управления.
Для снижения мощности потерь в ключах инвертора в работах Е. М. Силкина, M. Jovanovic, H. Mecke, W. Fischer, F. Werter в инверторах напряжения применяют снабберные емкости, включенные параллельно с силовыми ключами, и резонансные инверторы напряжения с параллельной емкостной компенсацией. Такие решения позволяют существенно снизить мощность потерь в ключах инвертора за счет реализации одновременной «мягкой» коммутации при включении.
При необходимости плавного регулирования выходной мощности в работах С. В. Дзлиева, И. С. Тихомирова A. C. Васильева, Д. А. Патанова предлагается применять импульсный преобразователь (ИП) с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) на входе инвертора в сочетании с оптимальным режимом «мягкой» коммутации его ключей, что обеспечивает минимальную мощность потерь инвертора.
Если допускается ступенчатое регулирование выходной мощности, применяются резонансные инверторы с согласованным управлением на основе плотностно-импульсной модуляции (ПИМ). Так, в работах С. К. Земана, О. Е. Сандырева предлагается применять резонансные инверторы с кодово-импульсной модуляцией, а в работах М. М. Юрченко, В. Я. Гуцалюка, П. Ю. Герасименко, И. О. Слесаревского – с низкочастотной импульсной модуляцией. Такие решения обеспечивают сохранение режима «мягкой» коммутации ключевых элементов инвертора, позволяют исключить применение ИП на входе и, соответственно, повысить коэффициент установленной мощности и КПД устройства.
С целью увеличения выходной мощности или частоты инвертора в работах Omar El-Nakeeb, Mostafa I. Marei, Ahmed A. El-Sattar рассматривается применение модульной преобразовательной системы, состоящей из нескольких инверторов на базе IGBT модулей с гибридным управлением на основе ШИМ и ПИМ модуляции, а в работах авторов Hammad Abo-Zied, A-R.A.M. Makky,
Peter Mutschler, Sven Stier, Guido Bachmann рассматривается применение циклического метода управления.
При этом существует проблема объединения отдельных методов «мягкой» коммутации, основные из которых представлены выше. Решение данной проблемы позволит существенно повысить эффективность полупроводниковых преобразователей для ВЧ индукционных установок и расширить область их применения. Кроме того, остается нерешенной задача разработки методик анализа инверторных схем в зависимости от режимов их работы и особенностей характеристик современных силовых ключей.
Цель и задачи исследования. Целью работы является повышение энергетических показателей систем электротехнологических установок индукционного нагрева за счет применения комбинированной структуры полупроводникового преобразователя и реализации энергоэффективного метода коммутации его силовых ключей.
Достижение поставленной цели предполагает решение следующих задач:
- синтез структуры и разработка схемного решения полупроводникового
преобразователя с улучшенными энергетическими, массогабаритными и регу
лировочными характеристиками, позволяющего расширить функциональные и
эксплуатационные возможности УИН;
- разработка метода управления полупроводниковым преобразователем,
адаптивного к изменению параметров нагрузки, что обеспечит эффективную
работу преобразователя за счет минимизации коммутационных потерь в сило
вых транзисторах, а также регулирование выходных параметров с высокой точ
ностью;
разработка и исследование имитационной модели полупроводникового преобразователя с адаптивной системой управления для анализа электромагнитных процессов в силовой части и системе управления, а также исследование режимов работы полупроводникового преобразователя и системы управления в режиме стабилизации выходных параметров;
разработка методик анализа энергоэффективности полупроводникового преобразователя в зависимости от режимов работы и частоты коммутации, что позволит определить оптимальные параметры элементов схемы и энергоэффективные режимы работы;
разработка экспериментального образца полупроводникового преобразователя с реализацией нового метода коммутации силовых ключей, обобщение результатов экспериментальных исследований.
Научная новизна исследования заключается в следующем:
1. Разработан способ одновременной «мягкой» коммутации токов и на
пряжений ключей инверторных структур с параллельной емкостной компенса
цией и формированием прерывных токов в накопительных индуктивностях ИП,
что позволяет уменьшить массу полупроводниковых преобразователей, комму
тационные потери в силовых ключах и повысить частоту коммутации или КПД;
2. Разработана концепция построения полупроводниковых преобразовате
лей для ВЧ индукционных установок, которая основана на применении им-
4
пульсных преобразователей как функциональных элементов инверторных структур с параллельной емкостной компенсацией индуктивности нагрузки для реализации преобразователей комбинированной структуры с одновременной «мягкой» коммутацией силовых ключей, что обеспечивает уменьшение установленной мощности и регулирование выходной мощности в широком диапазоне;
-
Разработан способ управления полупроводниковым преобразователем комбинированной структуры, основанный на принципе самовозбуждения путем реализации положительной обратной связи по напряжению, синхронизации моментов перехода выходного напряжения через ноль и регулировании коэффициентами заполнения управляющих импульсов;
-
Разработана математическая модель полупроводникового преобразователя комбинированной структуры на основе баланса мощностей с использованием стратегии математического моделирования, при которой режимы работы преобразователя задаются безразмерными коэффициентами, позволяющая проводить оптимизацию энергетических и массогабаритных показателей по двум независимым параметрам.
Практическая ценность полученных результатов заключается в следующем:
-
Разработанные схемотехнические решения высокочастотного полупроводникового преобразователя комбинированной структуры с улучшенной энергоэффективностью позволяют существенно снизить себестоимость высокочастотной термообработки за счет экономии электроэнергии и снижения установленной мощности оборудования;
-
Новое схемотехническое решение с предложенным алгоритмом управления позволяет увеличить выходную частоту транзисторных источников питания в УИН, что дает возможность значительно расширить область их применения и заменить устаревшие морально и физически ламповые генераторы;
-
Практическая ценность разработанной имитационной модели заключается в возможности производить настройку параметров полупроводникового преобразователя комбинированной структуры и новых алгоритмов управления. Разработанная математическая модель позволяет в зависимости от режимов работы предложенной схемы и с учетом реальных характеристик приборов проводить подробный анализ отдельных составляющих потерь энергии во всех элементах, а также анализ изменения их массы, что дает возможность оценить энергоэффективность полупроводниковых преобразователей комбинированной структуры и выполнить их оптимизацию;
-
Экспериментальный образец полупроводникового преобразователя комбинированной структуры с цифровой системой управления может служить прототипом при разработке промышленных установок индукционной термообработки металлов нового поколения.
Практическую ценность полученных результатов подтверждают полученные автором патенты Украины на полезные модели.
Методы исследования. Для решения поставленных в диссертации задач использовались: теория электрических и электронных цепей, методы математи-5
ческого и физического моделирования, методы анализа линейных и нелинейных схем, методы статистической обработки данных. Численные расчеты и моделирование проводились с использованием лицензионных версий программ MathCad, OrCAD. Результаты математического и имитационного моделирования подтверждены экспериментальными исследованиями.
На защиту выносятся следующие научные результаты:
1. Разработанная концепция построения полупроводниковых преобразова
телей комбинированной структуры.
-
Разработанный способ одновременной «мягкой» коммутации токов и напряжений ключей преобразователей комбинированной структуры с применением параллельной емкостной компенсации индуктивности нагрузки и формированием прерывных токов в накопительных индуктивностях ИП.
-
Разработанный способ управления полупроводниковым преобразователем комбинированной структуры на принципе самовозбуждения с положительной обратной связью по напряжению, синхронизацией моментов перехода выходного напряжения через ноль и регулированием коэффициентами заполнения управляющих импульсов.
4. Разработанные математическая модель и методика анализа
преобразователя комбинированной структуры, результаты анализа.
5. Результаты исследований разработанной имитационной модели полу
проводникового преобразователя комбинированной структуры с системой
управления и экспериментального образца.
Апробация результатов диссертации. Материалы диссертационной ра
боты докладывались и обсуждались на 6 Международных научно-технических
и научно-практических конференциях: Международной научно-технической
конференции «Современная электроника и энергоэффективность» (г. Алушта,
Украина, 2006, 2011, 2012 гг.); XII Международной научно-технической конфе
ренции «Проблемы современной электротехники» (г. Винница, Украина,
2012 г.); XXXIII Международной научно-технической конференции
«Electronics and Nanotechnology» (г. Киев, Украина, 2013 г.); XIII Международной научно-технической конференции «Проблемы современной электротехники» (г. Киев, Украина, 2014 г.).
Реализация результатов. Результаты исследований использовались при выполнении научно-исследовательских работ: тема №183 ДБ (2010-2011 гг.) «Разработка регулируемого высокочастотного преобразователя для установок многостадийной электротермической обработки деталей» (ГР №0110u000101) и тема №200 ДБ (2012-2013 гг.) «Разработка и исследование универсальных энергоэффективных преобразователей параметров электрической энергии» (ГР №0112u000366).
Личный вклад соискателя в разработку научных результатов, которые выносятся на защиту. Материалы диссертации являются обобщением работ соискателя, выполненных в период с 2006 по 2016 год. Научные положения и результаты, изложенные в диссертации, получены соискателем самостоятельно: разработаны комбинированная структура полупроводникового преобразователя и его схемное решение, система управления полупроводниковым преобразова-6
телем комбинированной структуры, адаптивная к изменению параметров нагрузки. Соискателем были разработаны математические модели для анализа энергоэффективности предложенного преобразователя, имитационная модель полупроводникового преобразователя комбинированной структуры с адаптивной системой управления для исследования электромагнитных процессов, а также экспериментальный образец.
Публикации. Основное содержание диссертации представлено в 17 публикациях, среди которых: 2 статьи в научных изданиях, входящих в перечень ведущих рецензируемых изданий, рекомендованных ВАК РФ; 6 работ опубликовано в изданиях, которые индексируются в базе РИНЦ, 2 работы - в базе Scopus, 1 работа - в базе DOAJ, 1 работа - в базе IEEE Xplore; 2 патента Украины на полезную модель.
Структура и объем диссертационной работы. Диссертация имеет общий объем 184 страницы и состоит из введения, пяти глав с выводами, заключения, списка литературы из 107 наименований.
Структура установок индукционного нагрева
В ряде работ предлагаются способы повышения эффективности РИН, обеспечивая режимы ZCS и ZVS применением оригинальных методов регулирования, а именно: - низкочастотная импульсная модуляция, обеспечивает нулевые потери мощности за счет переключения транзисторов при токе, близком к нулю, что соответствует режиму работы на частоте, близкой к резонансной. Для обеспечения этого используется система автоматической подстройки частоты (АПЧ) [32]; - кодово-импульсная модуляция [КИМ] по сравнению с другими видами модуляции вынуждающих импульсов не приводит к фазовому сдвигу между выходными током и напряжением, что повышает коэффициент мощности и снижает динамические потери в транзисторах инвертора [33]; - способ управления параллельным инвертором напряжения, при котором включение транзисторов происходит в момент равенства мгновенных напряжений на компенсирующем и фильтровых конденсаторах, выключение происходит в момент равенства мгновенного тока вентилей заданному уровню тока [34] или в моменты времени, задаваемые крезом прямоугольных импульсов [35]; - адаптивный алгоритм управления с самовозбуждением, обеспечивает оптимальную коммутацию транзисторов инверторного моста при изменяющихся параметрах индукционной системы путем включения силовых транзисторов проводящей диагонали по приходу сигнала синхронизации в момент перехода тока через ноль и снятия импульса управления в момент, когда ток этих транзисторов достигнет значения оптимального для коммутации [36].
В последнем способе включение транзисторов происходит в момент перехода тока через ноль, то есть в режиме ZCS, а выключение – при определенном значении тока, которое считается оптимальным. Такое решение позволяет исключить сквозные токи в транзисторах силовых стоек, значение которых могут во много раз превышать токи нагрузки и, как следствие, приводят к существенному увеличению динамических потерь. Во избежание сквозных токов, вводят паузу – время между переключениями транзисторов силовой стойки, так называемое «мертвое время» (dead time - td), выполняя условие td tt, где tt – время спада «хвоста» тока коллектора IGBT (time tail - tt). В это время транзистор выключается естесственным образом, при наличии динамических потерь, уменьшить которые можно применяя цепи формирования траектории переключения IGBT.
По причине зависимости режимов коммутации от режимов протекания тока накопительной индуктивности, существует необходимость изучения их влияния на работу IGBT и на эффективность работы импульсных преобразователей в целом.
Выделяют режим непрерывных токов (РНТ) и режим прерывистых токов (РПТ) [37], При работе накопительной индуктивности в РНТ, переключение IGBT происходит при максимальном токе, в режиме HS. В случае работы в РПТ включение происходит в нуле тока, что характерно для ZCS режима, а выключение – при максимальном токе, т.е. в HS режиме. В работе [38] показано, что потери мощности переключения IGBT при работе импульсного регулятора в РНТ превышают аналогичные потери при работе в РПТ.
Переход в граничный режим и РПТ происходит при уменьшении индуктивности НКИ, что сопровождается также уменьшением мощности потерь, массы и габаритов катушки. Однако, увеличивающаяся пульсация тока при заданных значениях пульсации напряжения требует увеличения емкости фильтрующих конденсаторов, что приведет к возрастанию их мощности потерь, а также массы и габаритов. Уменьшить пульсацию тока в катушке можно за счет повы 21 шения ее индуктивности, что требует увеличения ее массы и габаритов или же частоты коммутации, и тогда возрастает мощность потерь. Таким образом, изменение режима протекания тока накопительной индуктивности оказывает неоднозначное влияние на энергетические и массогаба-ритные показатели ИП и требует дополнительного анализа.
Известные методы позволяют анализировать влияние пульсации тока накопительной индуктивности на энергетические показатели ИП с помощью нормированной постоянной времени дросселя TL [37] или коэффициента нагрузки [39], которые учитывают соотношения значений накопительной индуктивности, сопротивления нагрузки и частоты коммутации. При этом, для определения режимов протекания тока в накопительной индуктивности возникает необходимость вводить либо относительную нормированную постоянную времени дросселя TL (отношение TL к постоянной времени дросселя для граничного режима TLС), либо относительный коэффициент нагрузки (отношение к коэффициенту нагрузки для граничного режима C). В результате, зависимость коэффициента пульсации от предлагаемых коэффициентов имеет нелинейный характер и в зависимости от режима работы описывается двумя различными выражениями, что усложняет проведение анализа.
Решение проблемы оптимизации ИП по энергетическим и массогабарит-ным показателям сопряжено с необходимостью создания адекватных моделей IGBT модулей и методов моделирования с их использованием, позволяющих оценить характер влияния отдельных составляющих потерь энергии и выявить закономерности в работе схем. Изучению обозначенной проблемы посвящены работы [40, 41].
Структура и принцип построения силовой части полупроводникового преобразователя комбинированной структуры
Обычно для индукционного нагрева применяют высокочастотные преобразователи на базе АИН и АИТ, работающих на резонансную нагрузку, параметры которой меняются за время технологического цикла [76], поэтому существует проблема согласования преобразователя с нагрузкой, связанная с проведением сложного электротермического процесса. Такие процессы нуждаются в особенном изменении параметров питания по определённому закону, который определяется спецификой электротехнологии, включающей этапы, где существует необходимость как стабилизировать, так и регулировать выходные параметры. Регулирование осложняется еще и тем, что его необходимо осуществлять в широком диапазоне в условиях неоднозначных внешних воздействий.
В связи с этим возникает необходимость создания регулируемого высокочастотного преобразователя с системой управления и регулирования, который мог бы обеспечить качественный процесс индукционного нагрева в условиях быстрого изменения параметров нагрузки и возможного изменения напряжения питающей сети. Разработка такого преобразователя является актуальной задачей и имеет большое теоретическое и практическое значение.
Поэтому в настоящей главе рассматриваются принципы построения высокочастотного инвертора, основанные на разработке нового способа формирования выходного напряжения за счет сочетания положительных свойств инвертора тока и инвертора напряжения. Положительные свойства АИТ дают возможность обеспечить высокий коэффициент использования силовых ключей, а положительные свойства АИН – высокое быстродействие и регулировочные свойства. Такой подход построения силовой части высокочастотного преобразователя позволит значительно уменьшить установленную мощность, коммутационные потери и улучшить регулирование электрических и технологических параметров с высоким быстродействием и точностью в условиях изменения параметров нагрузки. При построении нового преобразователя были использованы следующие положения: - высокочастотное звено системы питания синтезируется из отдельных импульсных преобразователей постоянного напряжения, поочередно формируют отдельные участки переменноого выходного напряжения; - адаптивный алгоритм управления системой питания обеспечивает повышение КПД и минимизацию реактивной мощности обмена между элементами системы; - быстродействие и точность регулирования при изменении параметров нагрузки обеспечивает алгоритм управления, основанный на идентификации и обработке входного параметра с последующей корректировкой параметров регу лятора на каждом периоде в реальном времени. Кроме этого система управления такого инвертора должна обеспечивать стабилизацию или регулирование определенного значения выходного напряжения или мощности. Для обеспечения регулировки или стабилизации выходных параметров в инверторе должен быть предусмотрен эффективный способ регулирования. При этом необходимо учитывать, чтобы алгоритм управления обеспечивал оптимизирующие процессы переключения транзисторов с целью снижения коммутационных потерь, которые на высоких частотах являются основными и определяют нагрузочную способность приборов [67].
Поэтому система управления инвертором выполняет главную роль в обеспечении технологического процесса и отвечает за режим работы преобразователя на всём технологическом этапе нагрева. Поскольку возникает необходимость (в зависимости от технологического процесса) или стабилизировать, или регулировать напряжение или мощность, то в системе управления должны быть соответствующие каналы обработки сигналов обратной связи по этим параметрам. Кроме этого, к алгоритму управления инвертором предъявляются и основные требования по защите, а именно: обеспечение плавного запуска и остановки преобразователя, ограничение зарядного тока накопительной ёмкости, непрерывный контроль режимов работы транзисторов и конденсаторов инвертора с автоматическим ограничением от недопустимых режимов, остановку при воз 41 никновении предаварийных режимов, сигнализацию появления ограничений и аварийной остановки и т.п. [79].
Применение автоматических систем регулирования мощности полупроводниковых преобразователей в источниках питания установок индукционного нагрева обусловлено жесткими требованиями к качеству термической обработки и повторяемости результатов нагрева. Диапазон регулирования генерируемой преобразователем мощности достигает 1:20, точность поддержания температуры до 10-3.
Для обеспечения оптимального режима работы инвертора на переменную нагрузку система управления должна постоянно согласовывать частоту работы инвертора с частотой нагрузочного контура, обеспечивая минимальную индуктивную расстройку. Для этих целей обычно используют систему управления с фазовой автоподстройкой частоты (ФАПЧ) [80]. В таком случае при использовании ФАПЧ стабилизация или регулирование мощности обеспечивается регулятором напряжения промежуточного звена постоянного тока с ШИМ. Благодаря оптимальной работе инвертора и минимальным коммутационным потерям при изменении параметров индукционной нагрузки, данный преобразователь с такой системой управления может быть использован в установках с рабочей частотой свыше 50 кГц. Однако реализация функций управления за счет регулятора напряжения существенно усложняется.
Таким образом, сформулируем основные требования, предъявляемые к системе управления высокочастотным инвертором для питания установок индукционного нагрева:
1) Система управления должна обеспечивать энергетически эффективную работу инвертора при изменении в широком диапазоне параметров индукционной нагрузки в заданном диапазоне частот в ходе технологического процесса.
2) Система управления должна обеспечивать глубокое регулирование выходной мощности инвертора или стабилизацию параметров регулирования (мощность, ток, напряжение).
Разработка имитационной модели системы управления полупроводниковым преобразователем комбинированной структуры
По фронту сигнала USET2,3, В момент времени t1, на обоих выходах УФИ1 одновременно формируются первые импульсы управления Uу2 и Uу3, которые открывают соответственно транзисторы в ИП2 и К1 рисунок 3.2). В результате чего происходит запуск инвертора, а по образованному контуру «+Ud» - ИП2 57 (СК, Lo) - LK - Kl - "- Ud" - "+Ud" формируется выходной ток инвертора iК, возбуждающий параллельный резонансный нагрузочный контур, в котором начинает формироваться положительная синусоидальная полуволна выходного напряжения Uo.
В результате на выходе ДН формируется сигнал обратной связи Uoc пропорциональный положительной полуволне выходного напряжения Uo, который подается в СУИ одновременно на НО1 и НО2. В результате на выходах НО1 и НО2 формируются противофазные прямоугольные импульсы, при этом фронты и срезы этих импульсов синхронизированы с моментами перехода выходного напряжения через ноль. Так, с появлением на выходе ДН положительной полуволны сигнала обратной связи Uoc на выходе НО1 формируется отрицательный, а на выходе НО2 формируется положительный прямоугольные импульсы.
Сформированный отрицательный прямоугольный импульс на выходе НО1 запускает ГПН1 в результате чего на его выходе формируется сигнал пилообразной формы, причем время нарастания этого сигнала соответствует длительности положительной полуволны сигнала обратной связи Uос. A сформированный положительный импульс на выходе НО2 блокирует ГПН2, в результате за это время на его выходе сигнал пилообразной формы отсутствует. Далее сигнал с выхода ГПН1 поступает на один из входов УС1, а на второй его вход подается управляющий сигнал Uz, соответствующий заданному коэффициенту заполнения D. В результате, на выходе УС1 в момент равенства этих сигналов, формируется сигнал низкого уровня, который подается на вход UВЫК3, на выходе которого формируется сигнал URES3, который подается на второй вход УФИ1.
По фронту сигнала URES3 В момент времени t2 на первом выходе УФИ1 формируется низкий уровень управляющего сигнала Uу3. В результате чего транзистор в ИП2 закрывается и через обратный диод в ИП2 формируется другой контур ИП2 - (СК, Lo) - LK - Kl - ИП2, по которому ток в этой цепи и, соответственно, коммутирующий выходной ток инвертора iK начинает уменьшаться и приходит к нулевому значению раньше, чем напряжение на выходе инвертора Uo перейдет через нулевое значение (рисунок 3.2). Далее сигнал с ГПН1 продолжает поступать на вход УВЫК2, где происходит сравнение этого сигнала с уставкой, задающей небольшое время опережения момента перехода выходного напряжения через нулевое значение (время t4). В результате на его выходе формируется сигнал URES2, который подается на третий вход УФИ1. По фронту сигнала URES2, В момент времени t3, на втором выходе УФИ1 формируется низкий уровень управляющего сигнала Uу2. В результате чего К1 закрывается, а с момента времени t3 до t4 формируется пауза для исключения сквозных токов при коммутации транзисторов инвертора.
Таким образом, за время t14 формируется положительная полуволна коммутирующего выходного тока инвертора iK, которая через дроссель LK возбуждает параллельный резонансный нагрузочный контур, в котором формируется положительная синусоидальная полуволна выходного напряжения Uo.
В момент времени t4 напряжение на выходе инвертора достигает нулевого значения, НО1 и НО2 это фиксируют и значения сигналов на их выходах меняются на противоположные. Сформированный отрицательный прямоугольный импульс с НО2 поступает на вход УВКЛ14, в результате на его выходе по срезу этого импульса формируется сигнал USET 1,4, который подается на первый вход УФИ2. По фронту сигнала USET 1,4 в момент времени t4 на обоих выходах УФИ2 одновременно формируются следующие импульсы управления Uy1 и Uy4, которые открывают соответственно транзисторы в ИП1 и К2. В результате образуется другой контур «+Ud» - ИП1 - LK - (СК, Lо) - К2 -"-Ud" - "+Ud", в котором формируется коммутирующий выходной ток инвертора iK в противоположном направлении, который вновь возбуждает параллельный резонансный нагрузочный контур. Благодаря резонансным свойствам этого контура начинает формироваться отрицательная синусоидальная полуволна выходного напряжения Uo.
В результате на выходе ДН снова формируется сигнал обратной связи Uoс пропорциональный отрицательной полуволне выходного напряжения Uo. Так, с появлением на выходе ДН отрицательной полуволны сигнала обратной связи Uoс В момент времени t4 на выходе НО1 формируется положительный, а на выходе НО2 формируется отрицательный прямоугольные импульсы. Сформированный положительный импульс на выходе НО1 блокирует ГПН1, в результате на его выходе за это время сигнал пилообразной формы отсутствует. По срезу отрицательного прямоугольного импульса на выходе НО2 в момент времени t4, запускается ГПН2 в результате чего на его выходе формируется сигнал пилообразной формы, причем время нарастания этого сигнала также соответствует длительности отрицательной полуволны сигнала обратной связи Uос. Далее этот сигнал поступает на один из входов УС2, а на второй его вход подается управляющий сигнал Uz, соответствующий заданному коэффициенту заполнения D. В результате на выходе УС2 в момент равенства этих сигналов формируется сигнал низкого уровня, который подается на вход УВЫК1, на выходе которого формируется сигнал URES1, который подается на второй вход УФИ2.
Определение зависимости энергетических показателей силовых элементов импульсных преобразователей от режимов протекания тока накопительной индуктивности
На представленных временных диаграммах можно видеть "мягкую" коммутацию транзисторов VT1 и VT3 импульсных преобразователей ИП1 и ИП2, т.е. включение при нулевом токе коллектора (IVT1 И IVT3) и выключение при нулевом напряжении коллектор-эмиттер (UVT1 И UVT3). Близкий к синусоидальной форме и совпадающий по фазе выходной коммутирующий ток инвертора iК с выходным напряжением Uo предполагают эффективную передачу энергии от инвертора в нагрузку. Также можно увидеть и «мягкое» переключение транзисторов VT2 и VT4, т.е. включение и выключение происходит при нулевом токе коллектора (IVT2 и IVT4) и нулевом напряжении коллектор-эмиттер (UVT2 и UVT4).
На этой модели были исследованы динамические режимы работы высокочастотного инвертора комбинированной структуры и его системы управления при стабилизации выходного напряжения в различных типовых условиях. В качестве типовых условий были выбраны следующие режимы: стабилизация напряжения при резком уменьшении и увеличении входного питающего напряжения; стабилизация напряжения при резком изменении параметров индукционной нагрузки и стабилизация напряжения на заданном уровне при резком изменении значения напряжения задания.
Для анализа работы преобразователя в режиме стабилизации выходного напряжения инвертора при резком уменьшении и увеличении входного питающего напряжения была исследована работа УСН. В результате на рисунке 3.24 приведены временные диаграммы входного питающего напряжения Ud и выходного напряжения инвертора Uо, а также диаграммы работы УСН в режиме стабилизации выходного напряжения при резком уменьшении и увеличении входного питающего напряжения на 10% от номинального, принятого 500В.
На представленных временных диаграммах показано, что за время 0,3 -0,7 мс происходит резкое уменьшение, а за время 1,1 - 1,5 мс резкое увеличение входного питающего напряжения Ud. При этом видно, что УСН реагирует на эти изменения и отрабатывает их, обеспечивая при этом стабильную и безопасную работу инвертора со стабилизацией выходного напряжения на уровне, соответствующем заданному значению Uоz.
Так, при уменьшении напряжения Ud на 10%, с 0.3 мс происходит незначительное уменьшение выходного напряжения Uo от заданного, при этом УСН компенсирует это уменьшение и изменяет сигнал задания Uz для корректировки коэффициента заполнения D до тех пор, пока Ud не достигнет заданного значения. И за время 0.3 мс процесс компенсации устанавливается. За время 0.7 – 1.1 мс напряжение Ud восстанавливается. При этом происходит незначительное превышение (перерегулирование) выходного напряжения Uo над заданным не превышающее 10% и УСН вновь реагирует на эти изменения и осуществляет компенсацию этого перерегулирования и вновь изменяет сигнал задания Uz для корректировки коэффициента заполнения D до тех пор, пока Uo не достигнет заданного значения. И за время 0.3 мс процесс компенсации вновь устанавливается.
При увеличение напряжения Ud на 10% с 1.1 до 1.5 мс происходит резкое увеличение входного питающего напряжения Ud, что приводит вновь к незначительному перерегулированию не превышающему 10 % от заданного. В этом случае также видно, что УСН реагирует на эти изменения и отрабатывает их, обеспечивая при этом стабильную и безопасную работу инвертора со стабилизацией выходного напряжения на уровне, соответствующем заданному значению Uoz. При этом УСН компенсирует это увеличение и вновь изменяет сигнал задания Uz для корректировки коэффициента заполнения D до тех пор, пока Uo не достигнет заданного значения. И за время 0.3 мс процесс компенсации устанавливается. Таким образом, проведенный анализ работы инвертора и УСН при резком уменьшении и увеличении входного питающего напряжения показал, что при отклонении питающего напряжения в пределах нормы обеспечивается стабилизация выходного напряжения за время не более 0,3мс и с небольшим перерегулированием не превышающее 10% от номинального, что вполне допустимо для индукционного нагрева. Для анализа работы инвертора в режиме стабилизации выходного напряжения при резком изменении параметров индукционной нагрузки была исследована работа СУИ и УСН.
На рисунке 3.23 приведена схема модели нагрузочного контура с изменяющимися параметрами нагрузки. На схеме видно, что до 0,3 мс параметры нагрузки соответствуют элементам (R1+R2+R3) и (L1+L2+L3). С 0,3 мс до 0.7 мс инвертор работает на нагрузку с параметрами (R2+R3) и (L1+L2) и с 0.7 мс на нагрузку (R3) и (L1). Такое изменение соответствует изменению металла от холодного состояния до нагретого.
Временные диаграммы работы УСН при изменении параметров индукционной нагрузки в моменты времени 0,3 мс и 0,7 м, полученные в результате моделирования приведены на рисунке 3.25.