Содержание к диссертации
Введение
1. Обработка сигналов в стандарте GSM. ...20
1.1 Обработка сигналов на передающей стороне 20
1.1.1 Кодирование 20
1.1.2 Модуляция 25
1.1.3 Модель передаваемого сигнала 27
1.2 Канал связи 29
1.2.1 Физическая модель канала связи 29
1.2.2 Математическая модель канала связи 37
1.3 Обработка сигналов на приемной стороне 41
1.3.1 Алгоритмы оценки максимального правдоподобия последовательности 43
1.3.2 Алгоритмы оценки максимума апостериорной вероятности... 50
1.4 MIMO 53
Выводы 56
2 Алгоритмы демодуляции и декодирования сигналов М-ФМ 57
2.1 Алгоритм мягкого декодирования на основе АКН при демодуляции сигналов М-ФМ 57
2.2 Помехоустойчивость алгоритмов мягкого декодирования и жесткого декодирования при демодуляции сигналов М-ФМ 59
2.2.1 Помехоустойчивость алгоритмов мягкого декодирования и жесткого декодирования при демодуляции сигналов 2-ФМ 70
2.2.2 Энергетический выигрыш мягкого декодирования относительно жесткого декодирования при демодуляции сигналов 2-ФМ 78
2.2.3 Помехоустойчивость алгоритмов мягкого и жесткого декодирования при демодуляции сигналов 8-ФМ 79
2.2.4 Энергетический выигрыш мягкого декодирования относительно жесткого при демодуляции сигналов 8-ФМ 82
2.3 Алгоритм покоординатного перебора 87
Выводы 90
3 Пространственное разнесение на приеме и передаче ...92
3.1 Предлагаемые способы разнесения в GSM 92
3.1.1 Способы разнесения на передаче 92
3.1.2 Способы разнесения на приеме 92
3.2 Пространственное разнесение на передаче и временное разнесение на приеме 94
3.2.1 Алгоритм демодуляции и вероятность ошибки при пространственно-разнесенной передаче с задержкой 94
3.2.2 Помехоустойчивость, достигаемая за счет перехода от одиночной передачи к пространственно-разнесенной при разной степени корреляции квадратурных компонент 99
3.2.3 Расчет энергетического выигрыша, достигаемого за счет перехода от одиночной передачи к пространственно-разнесенной в отсутствие корреляции квадратурных компонент 103
3.2.4 Расчет энергетического проигрыша, обусловленного наличием корреляционных связей квадратурных компонент 107
3.3 Одиночная передача и пространственное разнесение на приеме 108
3.3.1 Алгоритм демодуляции и вероятность ошибки при оптимальном когерентном пространственно-разнесенном приеме 108
Выводы 110
4 Исследования помехоустойчивости путем статистического моделирования ... 113
4.1 Программная модель канала связи 113
4.2 Статистическое моделирование в условиях отсутствия замираний 120
4.3 Статистическое моделирование в замирающем канале 123
4.3.1 Режимы моделирования 123
4.3.2 Оценка достоверности результатов статистического моделирования с помощью доверительных интервалов 126
4.3.3 Статистическое моделирование ССПС GSM 127
Выводы 138
Заключение... ..139
Список литературы
- Обработка сигналов на передающей стороне
- Алгоритм мягкого декодирования на основе АКН при демодуляции сигналов М-ФМ
- Предлагаемые способы разнесения в GSM
- Программная модель канала связи
Введение к работе
Актуальность темы и состояние вопроса
Начало стандартизации сетей сотовой подвижной связи (ССПС) стандарта GSM было положено в 1980-х гг., когда в рамках форума Conference Europeene des Postes et Telecommunications (CEPT) для разработки европейской системы цифровой радиосвязи в диапазоне 900 МГц была создана рабочая группа GSM (Group Special Mobile или, в поздней трактовке, Global System for Mobile Communications). Вскоре после этого вопросы стандартизации GSM были переданы в созданную рабочую группу Special Mobile Group (SMG) при ETSI (European Telecommunication Standard Institute), которая вела эти работы вплоть до весны 2000 г. (параллельно в США рабочей группой Т1Р1 велись работы над спецификациями PCS 1900 МГц). Рабочей группой был разработан и открыт для доступа большой набор рекомендаций, охватывающих все аспекты создания ССПС стандарта GSM.
Развитие стандарта GSM принято делить на фазы.
Фаза 1 (начало 1980-х гг. - конец 1994 г.)
Фаза 1 включала в себя основные услуги: телефония, экстренные вызовы, передача данных от 300 до 9600 кбит/с, SMS, переадресацию и запрет вызова.
Фаза 2 (начало 1995 г. - осень 1995 г Л
Фаза 2, называемая также 2G, включала в себя: полу скоростной режим для каналов TCH (TCH - Half Rate), определение и запрет определения номера/линии, постановку вызова на удержание/ожидание.
Фаза 2+ (осень 1995 г. - весна 2000 г Л
В октябре 1995 г. работы над фазой 2 были закончены, и стало понятно, что если фаза 1 относилась к самому зарождению стандарта ССПС GSM, а фаза 2 стала, фактически, стандартом ССПС GSM, то фаза 3 должна стать качественно новым этапом в развитии, а именно стандартом новых ССПС (так называемых сетей 3-го поколения или 3G). Поэтому было принято
решение все последующие изменения стандарта GSM относить к так называемой фазе 2+ (или 2,5G), а для отображения изменений использовать термин «версия» - в англ. Release или кратко Rel'1.
Основными изменениями спецификаций фазы 2+ является внедрение: технологии высокоскоростной коммутации каналов для передачи данных (HSCSD - High Speed Circuit-switched Data) , технологии пакетной передачи данных (GPRS - General Packet Radio Service); адаптивной модуляции (AMR - Adaptive Multi Rate); системы улучшенной передачи данных (EDGE -Enhanced Data for Global Evolution или в начальной расшифровке Enhanced Data for GSM Evolution), услуги передачи неструктурированных данных (USSD - unstructured supplementary service data), услуги определения местоположения (LCS - Location Services), концепции интеллектуальной сети (IN - Intellectual Network).
ФазаЗ
Мировой успех сетей GSM (по данным на декабрь 2004 в них обслуживается более 1 млрд. абонентов по всему миру [8]) способствовал развитию идеи всемирной сети мобильной связи, разрабатывавшейся сначала в рамках Концепции «Перспективная сухопутная мобильная телекоммуникационная система общего пользования» (FPLMTS), а с 1996 как IMT-2000 (International Mobile Telecommunications), которая объединила FPLMTS и Глобальную персональную систему спутниковой связи (GMPCS) под эгидой ITU (International Telecommunications Union).
В июне 1998 г. в ITU поступили 10 предложений по проектам радиоинтерфейса от трех крупных регионов мира: Северной Америки, Европы и Азиатско-Тихоокеанского [49]. Из всех регионов только Европа смогла выработать 2 консолидированных решения (UTRA и DECT ЕР) в рамках европейского подхода к IMT-2000, названного UMTS. Для разработки
1 Существует три версии спецификаций фазы 2+, разработанные в рамках ETSI: Rel'97, Rel'98 и Rel'99 (по
году разработки версии).
2 В связи с тем, что HSCSD уступает GPRS по скорости передачи информации и другим важным
параметрам, и потому с появлением GPRS уступила место этой технологии, мы не будем уделять ей далее
внимание.
стандартов были созданы 2 партнерских объединения: 3GPP, в котором состоят ETSI (Европа), ARIB (Япония), Комитет ТІ ANSI (США), CWTS (Китай), ТТА (Корея), ТТС (Япония), и 3GPP2, включающий в себя Ассоциацию промышленности связи TIA , организации ARIB, CWTS, ТТА, ТТС. Основной задачей 3GPP2 является эволюционное развитие TDMA (IS-136) и cdmaOne (IS-95), распространенных в США.
Весной 2000 г. разработка и стандартизация ССПС фазы 2+ в рамках ETSI SMG2 была завершена последней версией спецификаций - Rel'99: применение EDGE для систем с коммутацией каналов (ECSD) и для систем с коммутацией пакетов (EGPRS). Все вопросы дальнейшего развития сетей GSM при переходе к 3-му поколению были переданы в 3GPP, занимавшейся разработкой единого варианта радиоинтерфейса IMT-2000 Direct Spread на базе проектов WCDMA (UTRAN FDD) с прямым расширением спектра (DS-CDMA) и частотным дуплексным разносом (FDD) для применения в парных полосах частот, с тем, чтобы обеспечить плавную миграцию сетей 2G в 3G, так как это показано на рис. 1 в рамках концепции IMT-2000.
Изменения спецификаций на ССПС фаз 2+ (2,5G) и 3 (3G), которые производятся в 3GPP, также принято отражать номерами версий (Ret*) .
Рис. 1. Миграция ССПС от 2G к 3G.
3 На настоящий момент существуют Rel'4, Re]'5 и Rel'6. 7
Теперь вкратце опишем основные технологические разработки спецификаций ETSI и 3GPP фазы 2+.
Rel'97
В этой версии стандарта была предложена технология GPRS для ССПС GSM. Разработка GPRS явилась революционным этапом развития, так как обозначала переход от передачи данных по сетям с коммутацией каналов, как это предлагалось в GSM фазы 2 и в технологии HSCSD, к организации сети с пакетной коммутацией. Архитектура сети GSM/GPRS показана на рис. 2.
-И
4 чк X
Рис. 2. Сеть GSM/GPRS (пунктиром показаны сигнальные интерфейсы, сплошной линией - интерфейсы передачи данных).
Как видно из рисунка для построения сети GPRS требуется установка
двух дополнительных узлов: пакетного коммутатора SGSN (Serving GPRS
Support Node) и шлюза GGSN (Gateway GPRS Support Node). Таким образом,
подсистема коммутации (NSS - Network Subsystem) сети GSM/GPRS стала
состоять из двух частей: части с коммутацией каналов (домен GSM) и части с
коммутацией пакетов (домен GPRS), - при этом обе части используют
единую подсистему базовых станций (BSS - Base Station Subsystem). С точки
зрения BSS необходимо дооборудование контроллеров базовых станций
(BSC - Base Station Controller) контроллером пакетов (PCU - Packet Control
Unit) и обновление программного обеспечения базовых станций (BS -Base Station).
Передача информации в GPRS как и в GSM осуществляется со скоростью 270,833 кбит/с с использованием гауссовской модуляции с минимальным частотным сдвигом (GMSK - Gaussian Minimum Shift Keying). Формат канального интервала GPRS также идентичен GSM, то есть содержит 2x58 информационных бита (в том числе 2 служебных бита), 26 битов обучающей последовательности, 2x3 конечных символа. Соседние интервалы разделены защитным промежутком длительностью 8,25 бит. Для обеспечения гибкости и повышения пропускной способности в системе GPRS предложены 4 схемы кодирования данных: от CS1 до CS4. Впервые в стандарте GSM для увеличения скорости передачи были предложены выколотые сверточные коды (punctured convolutional codes).
Для управления работой радиолинии в режиме пакетной передачи разработан специальный протокол RLC, который обеспечивает ее адаптивную настройку, программную перестройку частоты (SFH) и управление мощностью. Адаптация радиолинии включает выбор схемы кодирования в зависимости от видов передаваемой информации, характеристик радиоканала и уровня помех.
Rer98
В этой версии был предложен кодек AMR для каналов передачи голоса (ТСН - Traffic Channel), который состоит из набора речевых и канальных кодеков с разными параметрами, благодаря чему производится автоматический выбор оптимального режима кодирования (полноскоростной или полускоростной канал, скорость кодирования и пр.) и обеспечивается наилучшая комбинация качества речи и емкости канала.
Rel'99
В этой версии спецификаций был разработан способ повышения эффективности действующих сетей передачи данных HSCSD и GPRS путем перехода от модуляции GMSK к 8-позиционной фазовой модуляции (8-ФМ),
названный EDGE. На его основе были предложены стандарты на построение сетей ECSD (EDGE+HSCSD) и EGPRS (EDGE+GPRS). За счет того, что каждому передаваемому символу при таком способе модуляции соответствует 3 бита, теоретическая скорость передачи информации в EGPRS превышает скорость передачи информации в GSM/GPRS с двоичной модуляцией GMSK в 3 раза. Эволюция ССПС стандарта GSM с точки зрения скорости передачи данных показана на рис. 3.
Рис. 3. Рост предельной пропускной способности на один тайм-слот в
зависимости от применяемой технологии передачи данных
GSM/HSCSD/GPRS/EDGE.
EDGE надстраивается над существующей схемой радиодоступа GSM без добавления сетевого оборудования путем частичного обновления аппаратной и программной части подсистемы BSS (изменения касаются только блока «BSS» на рис. 2).
Приведем коротко прочие отличия EGPRS от GPRS:
1. Адаптивная настройка канала.
В EGPRS как и в GPRS в зависимости от помеховой обстановки может происходить смена схем кодирования (см. главу 1) при передаче каждого блока. При этом, в отличие от GPRS, меняется еще и способ модуляции: для схем кодирования MCS-1 - MCS-4 применяется GMSK, а для MCS-5 - MCS-
9 - 8-ФМ. Для того, чтобы приемник осуществлял автоматическое распознавание способа модуляции без получения предварительного уведомления осуществляется сдвиг каждого GMSK символа на у-
{ss=sfi 2), а 8-ФМ - на ЩЬ (5,=5^ s ). Определение же самой схемы
кодирования приемник осуществляет по информации, содержащейся в заголовке RLC/MAC. Скорость передачи, обеспечиваемая 9 схемами кодирования MCS-1 - MCS-9 показана на рис. 4.
GMSK 8-ФМ
Рис. 4. Максимальная скорость передачи данных по одному тайм-слоту в системах GPRS и EGPRS (EDGE).
Рассматривается также возможность использования в терминалах
EGPRS так называемой возрастающей избыточности, суть которой сводится
к тому, что данные начинают передаваться с использованием наименее
защищенной схемы кодирования MCS-9 безотносительно к реальному
состоянию канала. В случае возникновения ошибок, данные повторно
передаются с использованием той же схемы кодирования. Полученные
данные объединяются в приемнике со старыми и делается новая попытка
декодирования. Так происходит до тех пор, пока не произойдет успешное
декодирование. Высокая скорость передачи в MCS-9 и отсутствие
необходимости в измерении параметров канала компенсируют затраты на
повторную передачу данных.
2. Точность измерений.
Если при передаче речи в GSM с использованием одной и той же схемы кодирования скорость измерений параметров канала не играла очень важной роли, а в GPRS, где требуется переход с одной схемы кодирования на другую получение результатов измерений дважды за 240 мс (во время передачи пустых пакетов - idle burst) было достаточным, то в EDGE измерения ВЕР (вероятности ошибки на бит) выполняются при передаче каждого пакета. При этом характер изменения ВЕР от пакета к пакету обеспечивает дополнительную информацию о скорости движения станции и скачков по частоте. Среднее значение и девиация ВЕР (по 4 пакетам) используются для обработки всего блока данных.
3. Перемежение.
Для схем кодирования MCS-7 - MCS-9 перемежение осуществляется не по 4 пакетам, как в остальных случаях, а по 2 (точнее, 2 блока данных используются для перемежения по 4 пакетам). Это приводит к уменьшению числа повторно передаваемых блоков при возникновении ошибок на приеме.
Rel'4
Эта версия стала своего рода промежуточной версией, сопровождавшей этап перехода процесса стандартизации от ETSI в 3GPP. В ней не было сделано существенных изменений, а только несколько доработок Rel'99. Наиболее важная из них: смена соты при помощи сети (network assisted cell change). Ее необходимость вызвана тем, что в стандарте GPRS изначально не была заложена возможность бесшовного хэндовера, и смена сот сопровождалась остановкой передачи данных. Теперь же мобильной станции не надо тратить ресурсы на процедуру измерения параметров и получения информации от новой соты, т.к. сеть самостоятельно сообщает ей все необходимые данные. Также доработан механизм использования радиоресурсов при скачкообразном характере пакетного трафика (быстрая смена пиков и нулей, например, при просмотре интернет-ресурсов). Раньше процесс постоянного занятия/высвобождения радиоресурсов сам требовал
больших ресурсов на передачу сигнальной информации, теперь, в случае кратковременного простоя, по данному каналу передаются пустые пакеты, имитирующие передачу трафика.
Rel'5
По мере разработки стандарта UMTS становилось очевидно, что существует два способа интеграции сетей 2,5G и 3G4: либо доработка интерфейсов между NSS и BSS сети 2,5G (а именно интерфейса А для домена с коммутацией каналов GSM и Gb для домена с коммутацией пакетов EGPRS) до требований 3G, либо внедрение интерфейса между NSS и BSS сети 3G (а именно интерфейса Iu-cs для домена с коммутацией каналов и Iu-ps для домена с коммутацией пакетов) в стандарт 2,5G. Был выбран второй путь ив BSS фазы 2+, названной GERAN (GSM/EDGE Radio Access Network), чтобы подчеркнуть ее совместимость с BSS фазы 3G UTRAN, был стандартизирован Iu-интерфейс, что позволило сетевому оборудованию 3G одновременно использовать подсистемы базовых станций (BSS) GERAN и UTRAN. Это решение стало наиболее важным результатом передачи вопросов стандартизации GSM/EGDE в 3GPPP, так как теперь UMTS стала действительно глобальной концепцией гибкого и эволюционного построения сетей 3G.
ReP6
Изменения в этой версии спецификаций не коснулись GERAN, потому не представляют интереса в рамках данной работы.
Несмотря на описанные выше успехи в стандартизации сетей 3G, коммерческий успех этих сетей пока не наступил (на начало 2005 г. в этих сетях по всему миру насчитывалось чуть более 10 млн. абонентов). В то же время, исследования показывают, что системы TDMA имеют достаточный потенциал для конкуренции с сетями CDMA [40], по крайней мере, на ближайшие несколько лет, пока скорости, обеспечиваемые сетями 2,5G,
Под интеграцией здесь имеется в виду возможность использования уже построенной BSS 2,5G в сети 3G с целью уменьшения инвестиций в ее развертывание.
удовлетворяют потребности абонентов. Важно также, что обе системы (GPRS и EDGE) разрабатывались с учетом необходимости минимальных изменений в существующей инфраструктуре ССПС GSM и таким образом последовательно «надстраиваются» над существующим оборудованием GSM, не требуя крупных инвестиций в строительство в отличие от 3G. Это подтверждает и тот факт, что число сетей GERAN выросло за 2004 г. с 80 до 131 в 76 странах.
В связи с этим вопросы повышения качества передачи информации в сетях 2,5G являющиеся целью представленной работы еще долго будут оставаться актуальными. Существует ряд нереализованных возможностей повышения качества передачи информации в ССПС стандарта GSM. Почти все они, так или иначе, были рассмотрены в ходе различных исследований, однако, либо безотносительно к семейству стандартов GSM, либо только к ранней стадии его развития (середина 90-х гг.). Кроме того, в этих исследованиях отдельно не рассматривался вопрос помехоустойчивости алгоритмов применительно к мягкому декодированию сверточных кодов.
Одно из первых серьезных исследований систем связи с подвижными объектами в диапазоне СВЧ (300 МГц - 3 ГГц) было проведено в [57]. В настоящее время имеется множество публикаций, посвященных этому вопросу, начиная с научно-популярных трактатов [20, 26, 49, 59, 106] и заканчивая серьезными научными исследованиями [3, 24, 29, 30, 63, 65], результаты которых были использованы автором в своей работе.
Большую помощь в работе автору оказали фундаментальные труды Д.Д. Кловского [32], Б.И. Николаева [50], Д. Прокиса [55], Л.М. Финка [64].
Одним из главных источников информации по ССПС стандарта GSM были спецификации [91-96], разработанные в рамках ETSI/3GPP.
Помимо результатов перечисленных комплексных исследований автором были использованы результаты:
[25, 29, 107-109] в части кодирования и декодирования;
[54] в части модуляции и демодуляции;
[4, 51, 71, 84, 85, 86, 97, 132-133] а также [25] в части моделирования радиоканалов, предназначенных для передачи сигнала GSM;
[1, 7, 23, 25, 51, 74, 98, ПО и пр.] в части описания основных алгоритмов обработки сигнала;
- [5, 66, 99 - 101, 135-137] в части систем разнесенного приема и
передачи.
Цель исследования
Комплексное решение проблемы повышения качества ССПС GSM на основе:
Использования мягкого декодирования в сочетании с алгоритмом Кловского-Николаева (АКН) применительно к М-позиционной ФМ (GSM, GPRS, EGPRS).
Использования покоординатного перебора для 8-ФМ (EGPRS).
Использования технологии пространственного разнесения приемных и передающих антенн (MIMO - Multiple-Input-Multiple-Output).
Задачи исследования
Исследование физической и математической моделей сигналов с учетом сверточного кодирования и модуляции М-ФМ и многолучевого канала связи с межсимвольной интерференцией (МСИ), алгоритмов приема и обработки дискретных сообщений в ССПС GSM.
Аналитический расчет помехоустойчивости алгоритма мягкого декодирования на основе АКН в многолучевом канале с МСИ, общими гауссовскими замираниями и аддитивным белым гауссовским шумом (АБГШ) при демодуляции сигналов М-ФМ, деперемежении символов и сверточном декодировании и его энергетического выигрыша относительно алгоритма жесткого декодирования.
Исследование потенциальных характеристик субоптимального алгоритма покоординатного перебора при демодуляции сигналов 8-ФМ.
Аналитический расчет помехоустойчивости систем связи с разнесенной передачей и разнесенным приемом в многолучевом канале с
МСИ, общими гауссовскими замираниями и АБГШ и их энергетического выигрыша относительно систем с одиночными передачей и приемом.
5. Создание программного пакета, имитирующей среду
распространения радиосигнала, реальные процессы в кодере, модуляторе,
демодуляторе, декодере в ССПС GSM, и статистическое моделирование в
ней алгоритмов мягкого и жесткого декодирования приема на основе АКН,
. SOVA и BCJR и алгоритма покоординатного перебора.
Методы исследования
При проведении исследования использовался математический аппарат теории вероятностей и случайных процессов, статистической теории связи, пакет прикладных математических программ MathCAD, и методы статистического моделирования, основанные на объектно-ориентированном языке программирования C++.
Объект исследования
В качестве объектов исследования выбраны логические каналы передачи данных: ТСН F-4,8 (GSM), PDTCH CS-1 (GPRS) и PDTCH MCS-6 (EGPRS) и физические радиоканалы: однолучевой райсовский канал (сельская местность), двулучевой релеевский канал (холмистая местность и микросоты) и трехлучевой релеевский канал (городская местность).
Научная новизна работы
Получены аналитические выражения помехоустойчивости и энергетического выигрыша алгоритма мягкого декодирования на основе АКН в многолучевом канале с МСИ, общими гауссовскими замираниями и АБГШ при демодуляции сигналов М-ФМ, деперемежении символов и сверточном декодировании.
Получены аналитические выражения помехоустойчивости и энергетического выигрыша при использовании пространственно разнесенных передающих и приемных антенн в GSM.
Получены результаты статистического моделирования алгоритмов мягкого и жесткого декодирования для 2-ФМ и 8-ФМ и
алгоритма покоординатного перебора для 8-ФМ, а также алгоритмов SOVA и BCJR.
Личный вклад
Все основные научные положения, выводы и рекомендации, изложенные в диссертации, получены автором впервые и лично. Теоретические и экспериментальные исследования, в том числе и на действующей сети ЗАО «СМАРТС», выполнены в рамках руководимых автором проектов и при его непосредственном участии.
Практическая ценность
Предложенные способы повышения помехоустойчивости могут быть использованы операторами сотовой связи для планирования, строительства и оптимизации сетей GSM, GPRS и EGPRS с целью снижения капитальных и эксплуатационных затрат и улучшения экологических характеристик по фактору ЭМИ, а также производителями оборудования для проектирования и разработки базовых станций и мобильных терминалов стандарта GSM с пониженными требованиями к мощности излучения и чувствительности.
Результаты аналитических расчетов и статистического моделирования могут быть использованы сотрудниками учебных и научно-исследовательских институтов связи для проведения дальнейших исследований ССПС, а также в учебном процессе.
Реализация результатов работы
Результаты диссертационных исследований использованы при построении сетей GPRS и EGPRS ЗАО «СМАРТС».
Разработанные алгоритмы и результаты статистического моделирования использованы при выполнении работ по договору между ЗАО «СМАРТС» и ПГАТИ.
Материалы диссертации использованы в учебном процессе ПГАТИ.
Реализация результатов работы и достигнутый эффект подтверждены соответствующими актами.
Апробация результатов работы
Основные положения и результаты диссертации были представлены на VII международной конференции SCP03 (США, Орландо, 2003), LVIII научной сессии РНТО РЭС им. А.С.Попова, посвященной Дню Радио (Москва, 2003), X Российской НТК ПГАТИ (Самара, 2003), V международной НТК «Проблемы техники и технологии телекоммуникаций» (Самара, 2004), НТК профессорско-преподавательского и инженерно-технического состава ПГАТИ (Самара, 2004, 2005 гг.), а также на заседаниях Ассоциации российских операторов сетей GSM.
Публикации
По материалам диссертационной работы имеется 9 печатных трудов, из которых 3 тезиса и 4 доклада, опубликованных в трудах международных и общероссийских конференций, а также 2 статьи в научных изданиях.
Структура и объем работы
Диссертация состоит из введения, четырех глав, основных выводов и результатов, списка литературы и трех приложений. Работа изложена на 163 стр. машинописного текста, содержит 20 таблиц, 54 рисунка, 3 приложения, библиография включает 145 наименований.
Основные положения, выносимые на защиту:
Результаты аналитического расчета помехоустойчивости и энергетического выигрыша алгоритма мягкого декодирования на основе АКН по отношению к алгоритму жесткого декодирования в многолучевом канале с МСИ, общими гауссовскими замираниями и АБГШ при демодуляции сигналов М-ФМ, сверточном декодировании и деперемежении.
Результаты аналитического расчета помехоустойчивости и энергетического выигрыша алгоритмов разнесенной передачи и приема по сравнению с алгоритмами одиночной передачи и одиночного приема для многолучевого канала с МСИ, общими гауссовскими замираниями и АБГШ.
Результаты статистического моделирования в многолучевом канале с МСИ, общими гауссовскими замираниями и АБГШ алгоритма
мягкого декодирования на основе АКН, алгоритма жесткого декодирования, алгоритмов SOVA и BCJR при демодуляции сигналов 2-ФМ; алгоритма покоординатного перебора при демодуляции сигналов 8-ФМ.
Автор считает приятным долгом выразить благодарность всем, кто помогал ему в работе: Генеральному директору ЗАО «СМАРТС» к.т.н. Г.В. Кирюшину, всем сотрудникам кафедры ТОРС ПГАТИ, в особенности, к.т.н. доценту Ю.В. Алышеву. Неоценимую помощь оказал д.т.н., профессор Б.И. Николаев, который согласился руководить научной деятельностью автора в сложный для всех сотрудников кафедры момент ухода из жизни ее основоположника и бессменного руководителя Заслуженного деятеля науки и техники РФ, д.т.н., профессора Даниила Давидовича Кловского. Светлой памяти этого Человека и Учителя посвящается скромный вклад автора в развитие современных средств инфокоммуникаций.
Обработка сигналов на передающей стороне
Последовательность обработки сигнала на передающей стороне в стандарте GSM и номера соответствующих спецификаций GSM приведены на рис. 1.1. При последующем анализе мы не будем рассматривать процедуры блокового кодирования (декодирования), поскольку она хорошо изучена (см. например [25, 29, 54]) и не является частью процесса мягкого декодирования, и шифрования (дешифрования) сигнала, влиянием которой на помехоустойчивость алгоритмов можно пренебречь.
В GSM используется более 40 логических каналов. Вместе с тем канальное кодирование организовано таким образом, чтобы обеспечить максимально унифицированную структуру декодера. Все каналы в стандарте GSM используют следующую последовательность операций [95]:
1. Информационная последовательность кодируется систематическим блоковым кодом, образуя последовательность информационных битов и битов четности (проверочных битов).
2. Кодированная последовательность, поступающая с выхода блокового кодера, кодируется сверточным кодером с кодовой скоростью 1/2.
3. Выходная последовательность образуется путем перемежения сверточного кода и добавления контрольных битов.
Все эти операции осуществляются по блокам, размер которых зависит от вида логического канала. На рис. 1 - рис. 3 Приложения 1 представлена общая структура процесса кодирования и перемежения для всех каналов связи и управления GSM. В табл. 1 - табл. 3 Приложения 1 приведены порождающие полиномы, которые применяются для блокового и сверточного кодирования в GSM.
Для увеличения скорости передачи в стандарте GSM, а именно, при сверточном кодировании каналов AMR и каналов PDTCH MCS (EGPRS), используются выколотые сверточные коды, которые на настоящий момент не только в GSM, но и в других системах связи, требующих сверточного кодирования, вытесняют сверточные коды со скоростью K/N.
Выколотые коды были впервые предложены в 1979 г. Дж. Кларком, мл., Дж. Кейном и др. [31] для упрощения декодирования по алгоритму Витерби сверточных кодов со скоростью K/N путем обработки после выкалывания всего 2 ветвей вместо 2К ветвей. Ими были получены коды со скоростью 2/3 и 3/4 путем выкалывания кода со скоростью 1/2. Позднее N-1 Ясуда [108] получил семейство кодов со скоростью (N 14) путем N выкалывания кода 1/2. В 1988 г. Хагенауэр ввел понятие совместимых по скорости выколотых сверточных кодов (RCPC - Rate-Compatible Punctured Convolutional Codes) [108]. Суть этих кодов заключается в том, что коды с большей скоростью получаются из кодов с меньшей скоростью путем выкалывания дополнительных бит. Таким образом, из материнского кода 1/N можно создать семейство кодов со скоростью: где Р- период выкалывания, a 1 = 1,(N -\)Р.
Естественно, что при выкалывании изменяются дистанционные свойства кодов. В [31, 107 - 109 и др.] приведены способы получения «хороших» кодов (имеющих максимально достижимые дистанционные свойства) и таблицы значений свободного расстояния Dfree, полных информационных весов яу и числа путей лу для многих выколотых кодов. Верхняя граница для свободного расстояния такого кода, приведена в [109]: r\mother Dp-red - -, (1.2) где D er — свободное расстояние материнского кода.
Поскольку для нашего исследования играют роль такие параметры, как скорость и кодовое ограничение сверточного кодера, а также способ модуляции, выберем в качестве объектов исследования несколько каналов, отличающихся между собой перечисленными параметрами. В частности, рассмотрим три группы каналов: ТСН (GSM), PDTCH CS (GPRS) и PDTCH MCS (EGPRS).
Каналы ТСН
Это группа из 6 логических каналов, предназначенных для передачи трафика данных с коммутацией каналов GSM (GMSK). Параметры сверточного кодирования для каналов ТСН даны в табл. 4 Приложения 1.
Из таблицы видно, что сверточное кодирование для каналов ТСН р -4,8 и Н-2,4 основано на коде /2 = 1/3 с порождающими полиномами [33, 25, 37], а ТСН F-2,4 на коде R = \/6 с порождающими полиномами [33, 25, 37, 33, 25, 37]. Сверточное кодирование для каналов ТСН F-9,6 Н-4,8 F-14,4 основано на материнском коде Я = 1/2 с порождающими полиномами [23, 33] и отличается только разными матрицами выкалывания (puncturing pattern).
Алгоритм мягкого декодирования на основе АКН при демодуляции сигналов М-ФМ
Нашей целью является нахождение средней вероятности ошибки на бит рь (эквивалентная вероятность ошибки [64]). Поскольку вывести из алгоритма напрямую можно только формулу вероятности ошибки кодового слова /?w, постольку нам необходимо найти коэффициенты пересчета /?w в вероятность кодового символа рм (для М-позиционной модуляции) и коэффициент пересчета рм в рь. При выводе изложенной ниже процедуры воспользуемся результатами [31]. Обозначим количество исправляемых кодом ошибок через: D-\ w = где \_xj - ближайшее целое число, меньшее х, a D = Dmin — минимальное кодовое расстояние для блоковых кодов и D = D/ree - свободное расстояние для сверточных кодов.
Будем считать, что используется алгоритм с ограниченным расстоянием, то есть алгоритм, исправляющий все комбинации из w и менее ошибок, но не исправляющий ни одну из комбинаций большего веса. Кроме того, с учетом линейности рассматриваемых блоковых и сверточных кодов считаем, что в действительности передавалась нулевая последовательность длиной N Ь{ = Ъ0.
Поскольку существует множество различных путей bj, которые сливаются в определенном узле с путем из одних нулей Ь. = Ь0, то вероятность ошибочного приема /-го кодового блока при использовании алгоритма можно оценить верхней аддитивной границей: j=D -К- j=D где а. — полный информационный вес кодового слова с выходным весом j, rij - число кодовых слов с выходным весом/, К - длина передаваемой последовательности, Pw{j) - вероятность появления на выходе декодера кодового слова, находящегося на расстоянии/ от Ъ( =Ъ0 (pw (by b;. = b0 J).
Очевидно, что для вычисления по формуле (2.11) необходимо знание спектра кода. Для сверточного кода: = 5-v, (2.12) где 8 - задержка в принятии решения, ограничиваемая при декодировании по АВ 5 символами (5 = 5), v - кодовое ограничение. Можно сказать, что это число информационных символов, от которых зависит решение декодера.
В области малых ошибок хорошее приближение получается с учетом того факта, что наибольшую роль в (2.11) будет играть необнаруженная ошибка, соответствующая комбинации ровно w +1 ошибочных символов. В этом случае при выполнении алгоритма выносится ошибочное решение о том, что принятое решение содержит w ошибок и изменяются эти W символов, так что последовательность содержит D ошибочных символов, которые могут появиться в любых местах последовательности длины N: PU P {D). (2.13) Таким образом, приближенно коэффициент пересчета J?w в вероятность кодового символа рм можно принять равным: Коэффициент пересчета рм в рь запишем, исходя из того, что для отображения сигналов 8-ФМ используется код Грея, в котором два соседних битовых блока, соответствующие сигналам с соседними значениями фаз, отличаются только на один бит. Поскольку более вероятные ошибки приводят к выбору сигнала с соседним значением фазы вместо верного выбора, большинство битовых блоков содержат ошибки только в одном бите. Следовательно, эквивалентная вероятность ошибки на бит для М-позиционной ФМ хорошо аппроксимируется выражением [55]: представляет собой минимальное расстояние по Гильберту между точками сигналов для пары разрешенных (возможных) кодовых блоков на приеме.
Следует отметить, что в области малых ошибок энергетический проигрыш реальной ОСР относительно идеальной незначителен [39]. Если сопровождающие цепочки совпадают (bv = bx), то (2.19) принимает вид: Jk -\ т„ (2.20) dt. ds min = min Из (2.20) следует, что при равенстве сопровождающих цепочек наибольшая вероятность ошибочного решения алгоритма (2.2) в многолучевом канале с АБГШ достигается для сигнальных точек в пространстве сигналов, расстояние между которым минимальное. Если же таких сигнальных точек несколько, то соответствующим подбором коэффициента с необходимо учесть их вклад в вероятность ошибочного решения. Поскольку число ближайших сигнальных точек от любой сигнальной точки для рассматриваемых в данной работе сигналов М-ФМ равно 2, то при дальнейших расчетах примем с = 2.
Предлагаемые способы разнесения в GSM
При использовании многопозиционной ФМ, в частности, 8-ФМ, практическая реализация алгоритма «полного перебора» в соответствии с (3.6) требует перебора ML альтернатив, что, даже при упрощенной трехлучевой модели канала в городской местности приводит к вычислительной сложности М1 =83 = 512, если же использовать 12-лучевую модель, то сложность алгоритма «полного перебора» составит ML =812 =6,872-1010. В этом случае, как уже было сказано в главе 2, на практике часто реализуется алгоритм Витерби с сокращённым перебором, однако, ему присуща несократимая вероятность ошибки.
Таким образом, появляется необходимость в методе поиска наиболее правдоподобной комбинации b,., требующий минимального объёма перебора и в то же время ни при каких ситуациях в канале не обладающий несократимой вероятностью ошибки, которая была сформулирована в [50] и приобрела особо важное значение в настоящее время в связи с широким внедрением техники многопозиционной модуляции.
Этот метод поиска может быть сформулирован следующим образом [7, 23, 51]: в каждом разряде (начиная с bL, то есть с конца цепочки, поскольку достоверность символов, основанная на принятом решении о первом символе, снижается к концу цепочки, и кончая Ьх\ производятся пробы позиций с возвратом к той из них, которой соответствует меньшее значение метрики (3.7). Объём перебора в случае М = 2 составляет при этом L (не считая исходного состояния). Замечательное свойство этого алгоритма состоит в том, что его вычислительная сложность линейно зависит и от памяти канала L (при фиксированном М), и от позиционности сигнала М (при фиксированном L ).
Такой метод можно назвать «покомпонентным» или «покоординатным перебором», в отличие от «полного перебора».
Рассмотрим вопрос программной реализации демодулятора, осуществляющего приём в целом с поэлементным принятием решения на интервале анализа xp=LT с использованием алгоритма покоординатного перебора. Согласно выбранному алгоритму, демодулятор должен последовательно осуществить перебор М = 8 позиций на каждом тактовом интервале, начиная с р + L-ro и заканчивая р-м, для каждого состояния найти соответствующую метрику (квадрат метрики), то есть модуль вектора разности между принятым отрезком сигнала и опорным сигналом, соответствующим текущему состоянию, и выдать решение, оценку ЪрП по минимуму метрики (квадрата метрики). Процедуру перебора можно свести к рекуррентной, если использовать не принятый и опорный сигналы, а их разность. В этом случае перебор будет осуществляться путём многократных переходов из текущего состояния, доставившего минимум метрики на предыдущем шаге, в следующие с возвратом к состоянию, соответствующему минимальной метрике на данном шаге. Процедуру вычисления метрики можно сделать рекуррентной. Момент работы алгоритма покоординатного перебора на 1-м шаге (/ = 1,L) представлен на рис. 2.10 [51]. На вход схемы рис. 2.10 поступает очередной отсчёт разностного L сигнала sp+L=rp+L- jbp+L_,-gl. Затем осуществляется последовательный переход из текущего состояния в следующее путём вычитания из разностного сигнала произведения функции перехода из т2-го состояния в т3-е А на соответствующие отсчёты ИХ. После этого находится квадрат метрики, который подаётся на схему сравнения (СС), сопоставляющую новую метрику с минимальной, полученной на предыдущем этапе перебора, и фиксирующую состояние, соответствующее минимальной метрике, и саму метрику в памяти (ЗУ). После перебора всех М = 8 альтернатив на текущем тактовом интервале осуществляется переход к той из них, которая соответствует минимуму метрики. По окончании перебора на всём интервале анализа тр демодулятор выдаёт оценку bpi.
Таким образом, в отличие от алгоритмов полного перебора, требующих перебора ML альтернатив, алгоритм покоординатного перебора имеет вычислительную сложность равную L (М -1) + 1.
Несмотря на то, что в [23] написано, что алгоритм покоординатного перебора гарантированного дает результаты аналогичные методу полного перебора только в условиях слабой МСИ, для GSM достоверность этого алгоритма повышается за счет использования тестовой последовательности (длина которой превышает память канала), так как при демодуляции очередного блока можно использовать «инициализацию от теста - обнуление линии задержки разностного сигнала и запись в качестве текущего состояния последних L символов тестовой последовательности.
Программная модель канала связи
Программная модель системы связи написана на языке C++ на базе созданного на кафедре ТОРС в период с 1998 по 2004 гг. программного пакета для обработки сигналов с многолучевых каналах с МСИ.
Основной новизной разработанной модели по сравнению с предыдущими версиями является универсальность программных блоков, которые путем задания необходимых параметров в управляющих блоках позволяют осуществлять моделирование всех рассмотренных в данной раооте типы декодеров и демодуляторов, в т.ч. и ранее не моделировавшихся, а также задавать различные модели каналов.
Отметим также удобство пользовательского интерфейса, которое достигается за счет объединения исполняемых файлов в один запускающий файл с расширением .bat, что позволяет пользователю избежать необходимости ручного последовательного запуска исполняемых модулей.
На рис. 4.1 изображена программная модель канала. Каждый блок соответствует файлу, при этом в верхней части блока дано его обозначение, а в нижней части истинное название файла так, как оно используется при моделировании. ....... Я Рис. 4.1. Модель системы связи в многолучевом радиоканале с замираниями и доплеровским сдвигом частоты. Как видно из рисунка модель состоит из трех типов блоков. Первый тип (блоки, закрашенные серым цветом) - программные блоки, образующие основной ствол структурной схемы: Ген - генератор псевдослучайной последовательности; Код - кодер: Пер - перемежитель; Мод - модулятор 2ФМ или 8ФМ; Кан - многолучевой канал связи; Шум — шум; Демод — демодулятор; Депер - деперемежитель; М8 - преобразователь метрик для 8-ФМ; Декод - декодер; Срав - устройство сравнения входного и выходного файлов данных.
Второй тип (блоки, закрашенные белым цветом) - управляющие блоки, содержащие в себе параметры, требуемые для функционирования исполняемых блоков: Умод - тип модуляции; УКод - порождающие полиномы сверточного кода; Укан - параметры канала; Ушум — параметры шума; В файле Умод задается вид сигналов, соответствующий используемому виду модуляции. В файле Укод задаются порождающие полиномы сверточного кода в двоичной форме. Третий тип (блоки, закрашенные белым цветом в горошек) — блоки данных, являющиеся источниками или хранителями промежуточной или выходной информации: Ф1 - псевдослучайная последовательность бит длиной N (бинарный файл в формате cb - char binary); Ф2 - последовательность бит длиной N/R на выходе сверточного кодера (бинарный файл в формате cb); ФЗ - файл на выходе перемежителя (бинарный файл в формате cb); Ф4 - квадратурные компоненты фазомодулированного сигнала (файл в формате qfb - quadrature float binary); Ф5 - квадратурные компоненты сигнала на выходе многолучевого канала с заданными параметрами (файл в формате qfb); Ф6 - результат суммирования белого гауссовского шума с заданной дисперсией с входным потоком отсчётов из файла Ф6 (файл в формате qfb); Ф7 - метрики (для АКН) или надежности (для SOVA или BCJR) (файл в формате qfb); Ф8 - жесткие решения демодулятора; Ф9 — деперемеженные метрики (для АКН) или надежности (для SOVA или BCJR) (файл в формате qfb); Ф10 - деперемеженные жесткие решения демодулятора; Ф11 - 3 пары метрик для каждого трибита (для 8-ФМ); Ф12 — декодированная информационная последовательность на основании мягких или жестких решений демодулятора. ФМП - мгновенные параметры канала, представляющие собой векторы отсчётов ИХ канала на каждом микротакте (с каждым комплексным отсчётом входного сигнала). Опишем кратко работу каждого из программных блоков. Генератор Генератор псевдослучайной последовательности моделирует источник сообщений и выдаёт в выходной бинарный файл Ф1 псевдослучайную последовательность бит (бинарные 1 и 0). Длина последовательности задается пользователем. Кодер Кодер осуществляет сверточное кодирование в соответствии с порождающими полиномами, задаваемыми в файле УКод. Перемежитель Осуществляет перемежение кодированных символов на глубину, задаваемую пользователем. Модулятор
Модулятор (Мод) является универсальным фазовым модулятором (ФМ-JV), содержащим в своей структуре фильтр-формирователь. Управление модулятором (УМ) осуществляется при помощи служебного файла параметров модема УМод, где задается вид модуляции (в нашем случае 2-ФМ или 8-ФМ) и количество микротактов на тактовом интервале. Модулятор преобразует входной бинарный файл ФЗ в выходной бинарный файл квадратурных компонент фазомодулированного сигнала Ф2. Работа фильтра-формирователя обеспечивает ограничение полосы частот передаваемого сигнала. Форма ИХ фильтра-формирователя выбирается таким образом, чтобы получился сигнал, хорошо локализованный и по частоте, и во времени (контролируемое рассеяние сигнала на передающей стороне).
Канал
Имитатор канала Кан, управляемый служебным файлом данных УКан, имитирует работу многолучевого радиоканала с замираниями, на основе задания в файле УКан четырёхпараметрической модели, описанной в главе 1. Блок канала преобразует входной бинарный файл квадратурных компонент Ф2 в выходной бинарный файл ФЗ квадратурных компонент сигнала на выходе многолучевого канала с заданными параметрами. В процессе работы блок канала формирует также файл мгновенных параметров канала ФМП, содержащий векторы отсчётов ИХ канала на каждом микротакте (с каждым комплексным отсчётом входного сигнала). При моделировании блок Кан создаёт файл ФМПК, в котором записываются мгновенные параметры канала. В качестве мгновенных параметров выступают мгновенные значения комплексных коэффициентов передачи лучей. В условиях замираний реакция канала медленно меняется с каждым новым отсчётом. При моделировании на ЭВМ выполняется идеальная оценка параметров канала в момент времени, соответствующий середине «обучающей» последовательности. Этот момент времени совпадает с нулевым микротактом 78 такта в информационном пакете.
