Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1. Обзор принципов анализа и имитации работы канала связи 18
1.1. Анализ факторов, ухудшающих качество работы канала связи 18
1.1.1. Абонентская линия 18
1.1.2. Участки переприема. 19
1.1.3. Иные дестабилизирующие работу канала связи факторы 20
1.2. Характеристики модемов 21
1.3. Частотно-избирательные устройства на базе активные RC-цепей 24
1.3.1. Виды АЧХфильтров, передаточные функции и чувствительность 28
1.3.2. Модели многопетлевой реализации активных фильтров 34
1.3.3. Реализация комплексных нулей передачи фильтра 41
1.3.4. Основные преимущества многопетлевой реализации фильтров 42
1.4. Контроль состояния канала связи по информационным признакам сигнала 43
1.5. Выводы, постановка цели и задач исследования 53
ГЛАВА 2. Определение спектральных характеристик полосовых фильтров устройств анализа и имитации работы канала связи 56
2.1. О выборе числа полосовых фильтров для анализатора качества канала связи 56
2.2. Определение спектральных характеристик полосовых фильтров, применяемых для имитационного моделирования канала связи 63
2.3. Полученные результаты и выводы 73
ГЛАВА 3. Разработка критериев и алгоритмов создания функциональных преобразователей и фазокорректирующих цепей для ППУ 74
3.1. Функциональные цифроаналоговые преобразователи в каналах системы «газсвязь» 74
3.2. Широкополосный умножитель частоты и фазы 82
3.3. Определение исследуемой функции в задаче синтеза параметров фазокорректирующей цепи 89
3.4. Ограничение областей расположения нулей и полюсов пфц 94
3.5. Исследования свойств функции логарифмической производной 96
3.6. Оптимизация параметров системы с использованием свойств функции логарифмической производной 103
3.7. Полученные результаты и выводы 106
ГЛАВА 4. Исследование информационных признаков сигнала для контроля качества работы канала связи 109
4.1. Амплитудная телеграфия 109
4.1.1. Когерентный прием 109
4.1.2 Некогерентный прием 116
4.2. Частотная телеграфия ! 123
4.2.1. Прием с известной начальной фазой 123
4.2.2. Прием со случайной начальной фазой 129
4.3. Фазовая телеграфия 135
4.3.1. Прием с известной начальной фазой 135
4.3.2. Прием сигнала со случайной фазой для замирающего сигнала и незамирающей помехи 144
4.3.3. Относительная фазовая телеграфия 148
4.4. Полученные результаты и выводы 151
Заключение 153
Литература 156
Приложение 167
- Частотно-избирательные устройства на базе активные RC-цепей
- Контроль состояния канала связи по информационным признакам сигнала
- Определение спектральных характеристик полосовых фильтров, применяемых для имитационного моделирования канала связи
- Определение исследуемой функции в задаче синтеза параметров фазокорректирующей цепи
Введение к работе
Актуальность темы. Корпоративная сеть технологической связи ОАО «Газпром» - одна из крупнейших в России. Оперативно-техническое управление сетью осуществляет ООО «Газсвязь». Одна из главных задач, стоящих сейчас перед компанией, - реконструкция и техническое перевооружение сети, ее полная цифровизация. Крупнейшая из них охватывает предприятия севера России. Наряду с усовершенствованием имеющихся технологий «Газпром» работает над развитием единой ведомственной сети передачи данных, которая обеспечивает обмен данными между регионами и центром. Результатом реализации всех проектов станет создание отраслевой интегрированной информационно-управляющей системы «Газпром» (ОИУС).
Соотношение магистральных каналов связи существующей Единой ведомственной сети связи «Газпрома» по видам можно выразить следующими цифрами: 51% - кабельные, 46% - радиорелейные (РРЛС) и 3% - спутниковые. Наземные системы насчитывают свыше 70 тыс. км магистральных линий связи, протяженность всей кабельной инфраструктуры составляет свыше 600 тыс. км. Протяженность магистральных РРЛС «Газпрома» составляет около 17 тыс. км, это в основном цифровые линии, охватывающие весь север России. Число крупных узлов связи - около 630. АТС - около 640 (общая номерная емкость составляет около 250 тыс. линий), среди которых 223 станции фирмы Harris, 70 АТС Si-2000 (Iskratel), 31 АТС S12 (Alcatel), 40 АТС Hicom-300 (Siemens).
Массовое внедрение в отрасли в начале 90-х годов практически на всех і, уровнях автоматизированных систем управления и современных систем телемеханики, предъявляющих повышенные требования к показателям качества и надежности каналов связи, которые в аналоговых системах связи выполнить сложно, привело к необходимости реконструкции сети технологической связи. Требования по развитию инфрастуктуры сети связи также выдвинули и создаваемая ОИУС, и новые сферы деятельности ОАО «Газпром»: продажа газа, бурение и разработка морских месторождений, геофизика, банковское дело, телевидение и радиовещание. В отрасли разработана и принята программа развития и технического перевооружения сети на период до 2010 года.
При использовании телекоммуникационного оборудования часто возникают вопросы, связанные с тем, какие факторы ухудшают качество работы каналов связи и как его можно повысить. На АТС голоса собеседников разделяются - дифференциальная система преобразует двухпроводную линию в четырехпроводную. Сигнал тональной частоты преобразуется в высокочастотный, выполняется частотное уплотнение каналов, далее по одному кабелю передаются сразу несколько разговоров до следующей станции, где голос возвращается в звуковой диапазон. Пункты преобразования сигнала в высокую частоту и обратно называют участками переприема (ППУ). Однако многие из абонентских линий проложены очень давно и явно устарели, поэтому именно они вносят в сигнал значительную долю искажений, которые заключаются в следующем: затухание, перекос амплитудно-частотной характеристики (АЧХ), импеданс линии и постоянное напряжение смещения.
ППУ наибольшее влияние оказывают при междугородней связи, когда их общее число может составлять 8-11 участков. Вносимые искажения во многом зависят от качества настройки полосовых фильтров на телефонных станциях. Из них основными являются: амплитудно- и фазочастотные искажения, смещение несущей частоты, джиттер и скачки фазы. Прочие факторы снижения качества работы канала связи могут иметь следующий характер: шумы, импульсные помехи, замирание сигнала и колебания амплитуды. Общее ухудшение всех параметров может явиться следствием высокой загрузки каналов связи, т.к. по мере ее увеличения включаются в сеть абоненты, обслуживаемые посредством устаревшего оборудования на низкокачественных каналах связи.
Для снижения потерь достоверности при передачи сигналов через ППУ, возникающих за счет вышеуказанных помех и возмущений, необходимо разра-ботать новые технические решения для анализа качества каналов связи, включая имитационное моделирование канала, и оснастить телекоммуникационные системы как корпоративной сети технологической связи ОАО «Газпром», так и телекоммуникационные системы регионов России современным оборудованием Ш1У, обеспечивающим при его функционировании адаптацию к реальной помеховой обстановке в системах связи.
Объектом исследования являются: ППУ, групповое время задержки (ГВЗ); полосовые фильтры для анализатора качества канала связи; помеховая обстановка; передаточная функция фазокорректирующей цепи (ПФЦ) и логарифмическая производная ПФЦ; расстояние Бхаттачария; зависимости для вероятности ошибки в символе; амплитудная, частотная и фазовая телеграфии; начальные моменты распределения веса кодовых векторов; когерентный и некогерентный прием сигнала.
Предметом исследования являются: методика выбора минимального числа полосовых фильтров; алгоритм 1 определения ширины полосы пропускания; оценка ошибки воспроизведения спектральной плотности; программная реализация методики и алгоритма определения характеристик полосовых фильтров; математические критерии для верификации расположения нулей и полюсов ПФЦ; цифроуправляемые фазовращатели и калибраторы фазы; широкополосный умножитель частоты и фазы; анализ исследований информационной структуры сигналов.
Цель работы - разработка и научное обоснование математического обеспечения и аппаратных средств для анализа и имитации работы канала связи путем синтеза амплитудно- и фазочастотных характеристик участков переприема и создания методики оценивания помеховой обстановки в канале связи на основе информационной структуры сигнала для различных видов модуляции, что вносит вклад в развитие методов повышения качества канала связи.
Для достижения поставленной цели требуется решить следующие задачи:
- проведение анализа факторов, ухудшающих качество работы канала связи и оценка влияния настройки полосовых фильтров ППУ на амплитудно- и фазочастотные искажения;
- создание методики выбора минимального числа параллельных полосо вых фильтров, позволяющего с заданной точностью оценивать зашумленность канала связи как по всей полосе частот, так и в ее поддиапазонах;
- выработка алгоритма определения ширины полосы пропускания и уровня настройки фильтров, позволяющих значительно сократить необходимое их количество, исходя из условий минимума среднеквадратического отклонения спектральных плотностей моделируем,ых случайных сигналов и воспроизводимых в канале сигналов;
- разработка широкополосного умножителя частоты и фазы для 111IV на основе аппроксимации реализуемой функциональной зависимости в виде многочлена и его схемная реализация с помощью каскадно-включенных умножающих ЦАП;
- определение алгоритма рационального расположения собственных частот фазокорректирующих цепей ППУ в соответствии с заданной характеристикой ГВЗ путем варьирования параметров цепи и определения наличия полюсов и нулей в заданных техническими требованиями областях;
- для канала с аддитивным белым шумом проведение исследований применимости расстояния Бхаттачария между двумя дискретными распределениями весов передаваемого и наблюдаемого кодовых векторов, отклонения первых двух начальных моментов распределения веса принимаемого кодового вектора от распределения передаваемого кодового вектора, а также определение среднего квадрата отклонения веса принятого кодового вектора от априорного среднего веса для контроля состояния канала связи;
- определение влияния вида модуляции сигнала (амплитудной, частотной и фазовой), способов демодуляции, информационной структуры сигнала и отношения сигнала к помехе на расстояние Бхаттачария, отклонения первого и второго начальных моментов и среднего квадрата отклонения веса от априорного среднего.
Методы исследования. В работе применялись теоретические и экспериментальные методы исследования.
Математические модели и алгоритмы, предложенные в работе, основаны на фундаментальных положениях системного и функционального анализа, теории вероятностей и случайных функций, а также теории статистической радиотехники и информатики.
При разработке алгоритмов качества канала связи использовались теоретические основы радиотехники и теория кодирования информации, а при проектировании функциональных ЦАП использовались метод аппроксимации функции путем ее разложения в ряд Тейлора, теории интерполяции, разложения функции по многочленам Чебышева. Для создания оригинальных схем цифроуправляемых фазовращателей и калибраторов фазы применялись способы функционального цифроаналогового преобразования: с использованием ре-зисторных матриц, сопротивления резисторов, в которых подобраны по специальным законам; с использованием логических элементов и цифровых устройств для декодирования-вычисления значения функции; с использованием ПЗУ, которое хранит значения воспроизводимой функции; с использованием множительно-делительных свойств умножающих ЦАП и применением различного вида аппроксимаций.
Для вычисления интегралов при подсчете нулей и полюсов передаточной функции применен модифицированный метод Симпсона, который заключается в автоматическом удвоении шага вычислений интеграла, а также схема Горнера.
Критерии и решающие функции спектрального синтеза разработаны с помощью методов теории аналитических функций, функционального анализа, технической кибернетики и теории устойчивости.
Экспериментальные исследования проводились путем имитационного моделирования процесса помех с последующей регистрацией анализатором качества КС ошибок в кодовых векторах. Обработка полученных результатов проводилась с привлечением аппарата теории вероятностей и математической статистики.
Достоверность и обоснованность полученных в работе результатов и выводов подтверждена сопоставлением разработанных математических моделей, алгоритмов и аппаратных средств для анализа и имитации помеховой обстановки в канале связи, экспериментальной проверкой основных теоретических выводов и положений, а также внедрением результатов исследований в образцы новой техники для средств связи.
Алгоритмы нахождения квазиоптимальных параметров ПФЦ, предложенные в работе, основаны на формировании векторов варьируемых параметров численными методами моделирования случайных величин и получении целочисленных значений разработанных критериев, удовлетворяющих условиям оптимальности.
Достоверность экспериментальных результатов обеспечена использованием аттестованных контрольно-диагностических средств оценки точности обработки аналоговых, дискретных и цифровых сигналов, большим объемом экспериментального материала, статистическими методами подсчета данных и хорошей воспроизводимостью результатов.
На защиту выносятся результаты исследований по созданию математического обеспечения и аппаратных средств для анализа и имитации работы канала связи, в том числе:
- методика определения необходимого числа полосовых фильтров для анализатора качества канала связи при заданной точности измерений в канале, а также критерии определения ширины полосы пропускания и уровня настройки фильтров, позволяющие значительно сократить необходимое их количество;
- программная реализация методики и алгоритма определения характеристик полосовых фильтров при моделировании случайных процессов; результаты расчетов, которые позволяют сопоставить нормированную спектральную плотность моделируемых случайных процессов и кусочно-постоянную функцию спектральной плотности моделирующих сигналов при различном количестве N формирующих фильтров;
- нелинейный резонансный умножитель частоты, диапазон частот которого расширяется путем подбора такого нелинейного преобразования, которое обеспечивает получение на выходе только заданной «-ой гармоники; его функциональная схема, в основу которой положена цепочка каскадно-включенных умножающих ЦАП, моделирующих степенную зависимость выходного напряжения датчиков от управляющего кода;
- решение задачи синтеза параметров фазокорректирующей цепи ППУ, линеаризующей рабочий участок зависимости ГВЗ на основе предложенных математических критериев для верификации расположения нулей и полюсов ПФЦ относительно частотных областей на плоскости комплексного переменного на основе свойств функции логарифмической производной, а также оценка расстояний ближайших к границам заданных частотных интервалов нулей и полюсов ПФЦ, не производя вычисления их значений;
- зависимости для вероятности ошибки в символе, расстояния Бхаттача-рия, отклонения первого и второго начальных моментов и среднего квадрата отклонения веса от априорного среднего от отношения сигнала к помехе для когерентного и некогерентного приема сигнала амплитудной телеграфии (AT) при фиксированном уровне порога анализатора качества канала связи;
- зависимости для вероятности ошибки в символе, расстояния Бхаттача-рия, отклонения первого и второго начальных моментов и среднего квадрата отклонения веса от априорного среднего от отношения дисперсии замирающего сигнала к дисперсии помехи для приема сигналов частотной телеграфии (ЧТ) с известной и случайной начальной фазой при наличии замираний;
- зависимости для вероятности ошибки в символе, расстояния Бхаттача-рия, отклонения первого и второго начальных моментов и среднего квадрата отклонения веса от априорного среднего для сигналов фазовой телеграфии (ФТ) с известной начальной фазой с учетом замираний по Рэлею и со случайной начальной фазой для замирающего сигнала и незамирающей помехи, а также для сигналов относительной фазовой телеграфии (ОФТ).
Научная новизна полученных результатов определяется впервые проведенными комплексными исследованиями, в ходе которых:
- предложена методика решения задачи определения числа фильтров для заданного частотного диапазона и определение верхней границы оценки погрешности воспроизведения спектральной плотности системой фильтров, основанная на учете физических параметров фильтров и степени их согласованности;
- получена формула для ошибки воспроизведения спектральной плотности набором фильтров, являющаяся функцией добротности значений отношения ординаты стыка двух смежных фильтров к ординате максимума спектральной плотности на частоте стыка резонансных характеристик и длительности реализации сигнала; определено выражение для верхней границей ошибки воспроизведения, спектральной плотности, определяемое разностью площади равномерного спектра и спектра, переданного набором множества фильтров;
предложен алгоритм определения спектральных характеристик полосовых фильтров, применяемых для имитационного моделирования канала связи, реализуемых программно и построенных так, что в качестве аргумента получаемого нелинейного уравнения выбирается первая из неизвестных координат границ частотных диапазонов фильтров; остальные неизвестные координаты выражаются через первую, для этого каждая из неизвестных координат выра і, жается через две предыдущие решением соответствующего уравнения;
- в системах цифровой связи при построении функциональных генераторов, при разработке цифроуправляемых фазовращателей и калибраторов фазы, в которых зависимость фазового сдвига от изменения регулируемой величины всегда нелинейна, впервые был применен новый способ создания функциональных ЦАП, основанный на аппроксимации реализуемых функциональных зависимостей многочленом и найдена схемная реализация этого способа с помощью каскадно-включенных умножающих ЦАП; с помощью такого схемного решения в сочетании с оптимальным методом аппроксимации реализован ши- рокий класс функций;
- для анализа воздействия постоянства амплитуды как входного, так и выходного сигнала умножителя частоты на характеристики выходного сигнала составлена компьютерная программа по динамическому моделированию воздействия синусоидального сигнала на нелинейный четырёхполюсник, передаточная характеристика которого представляет собой многочлен Чебышева 5-ой степени; четырёхполюсник с такой характеристикой моделирует рассматриваемый умножитель частоты и фазы;
- решена задача рационального расположения собственных частот фазо-корректирующих цепей ППУ в соответствии с заданной характеристикой ГВЗ, имеющей сложный характер; для избежания громоздких вычислений предложен алгоритм, позволяющий обеспечить заданную ФЧХ и ГВЗ синтезируемой цепи; разработанная методика позволяет за счет распознавания положения полюсов и нулей ПФЦ в заданных областях комплексной плоскости обеспечить требуемую ГВЗ фазового корректора;
- предложена функциональная схема анализатора качества канала связи, использующего информационную структуру сигнала, при этом для канала с аддитивным белым шумом влияние нелинейности учитывается эквивалентным уменьшением отношения сигнала к шуму;
- экспериментально подтверждено, что определение расстояния Бхатта-чария требует меньших вычислительных затрат; это делает его использование при определении порогов приема сигнала в анализаторе качества канала связи наиболее предпочтительным в сравнении с вероятностью ошибки;
- анализ исследований информационной структуры сигналов показывает, что расстояние Бхаттачария зависит от нормированного порога и отношения сигнала к помехе так же, как вероятность ошибки зависит от тех же параметров;
- получено, что расстояние между априорным и апостериорным распределениями веса информационной последовательности монотонно уменьшается для оптимального порога с увеличением отношения сигнала к помехе; имеет место уровень порога, для которого расстояние Бхаттачария стабилизируется и не изменяется с ростом отношения сигнала к помехе.
Практическая ценность. Разработана методика формирования ширины полосы пропускания, учитывающая, что форма спектральной плотности сигналов на выходе каждого из фильтров близка к прямоугольной, а АЧХ имитатора канала не имеет в частотном диапазоне возбуждения резонансов и антирезонансов, то есть спектральная плотность моделирующих сигналов представляет собой кусочно-постоянную функцию, а ее варьируемыми переменными являются уровни спектральной плотности составляющих процессов, сформированных к-ьт фильтром, и координаты границ частотных диапазонов к-го и (&+1)-го фильтров.
В системах цифровой связи при построении функциональных генераторов, при разработке цифроуправляемых фазовращателей и калибраторов фазы, в которых зависимость фазового сдвига от изменения регулируемой величины всегда нелинейна, впервые был применен новый способ создания функциональных ЦАП, основанный на аппроксимации реализуемых функциональных зависимостей многочленом и найдена схемная реализация этого способа с помощью каскадно-включенных умножающих ЦАП. С помощью такого схемного решения в сочетании с оптимальным методом аппроксимации реализован широкий класс функций. Автором проведен анализ погрешностей рассмотренного способа построения цифроуправляемых калибраторов фазы. Установлено, что погрешности по методам интерполяции метода Чебышева отличаются мало. Необходимо также отметить тот факт, что для указанных методов погрешность близка к нулю на всем отрезке воспроизведения функции, в отличие от метода Тейлора, для которого погрешность быстро возрастает по мере приближения к краям отрезка аппроксимации.
Установлена эффективность использования метода оценки по расстоянию Бхаттачария для определения меры отличия между распределения весов передаваемого и наблюдаемого кодовых векторов в результате воздействия помех в КС. Весьма полезным для практики результатом является то, что между рас-пределением веса в принимаемой последовательности кодовых векторов и вероятностями ошибок в символе существует связь, а, следовательно, параметры распределения веса принимаемых кодовых векторов зависят от вероятностей ошибок в символе. В качестве таких параметров приняты отклонения первых двух начальных моментов распределения веса принимаемого кодового вектора от распределения передаваемого кодового вектора, а также средний квадрат отклонения веса принятого кодового вектора от априорного среднего веса.
Реализация работы в производственных условиях. Диссертационная работа основана на результатах научно-технических и организационно-методических работ, выполняемых в соответствии с планами НИОКР ОАО «Газпром» по развитию и совершенствованию корпоративной сети технологической связи ОАО «Газпром» и ОИУС.
Полученные автором результаты работы использованы в системах цифровой связи ООО «Уренгойгазпром», при построении функциональных генераторов, разработке цифроуправляемых фазовращателей, калибраторов фазы, умножителей частоты и фазы, используемых в ППУ.
Результаты диссертации могут быть использованы в практике работы подразделений телекоммуникаций региональных отделений ОАО «Газпром», обеспечивающих передачу технологической и финансово-экономической информации по дискретным и цифровым каналам корпоративной сети технологической связи ОАО «Газпром».
Общий экономический эффект от внедрения диссертационной работы и вклада ее автора в совершенствование системы телекоммуникаций в ООО «Уренгойгазпром», рассчитанный в ценах 199,1 года, составляет более 500 тыс. рублей.
Апробация работы. Основные научные положения и практические результаты диссертационной работы обсуждались на: Международном научно-техническом семинаре «Проблемы нефтегазовой отрасли (Уфа, 1998); Международной научно-технической конференции «Проблемы нефтегазового комплекса России», посвященной 50-летию Уфимского государственного нефтяного технического университета (Уфа, 1998); 31-ой научно-технической конференции ИжГТУ (Ижевск, 1999); Международной научно-технической конференции «Методы, средства и технологии получения и обработки измерительной информации», посвященной 50-летию кафедры «Информационно-измерительная техника» Пензенского государственного университета (Пенза, 2000); XV научно-технической конференции с участием зарубежных специалистов «Датчики и преобразователи информации систем измерения, контроля и управления «Датчик-2003» (Москва, 2003); Международном симпозиуме «Актуальные проблемы науки и образования», посвященном 60-летию Пензенского государственного университета; Российской научно-технической конференции «Высокопроизводительные вычисления и технологии (ВВТ-2003)» (Ижевск, 2003), Международном Самарском симпозиуме телекоммуникаций (Самара, 2003).
Публикации. Результаты работы отражены в 18 научных трудах, в том числе в: 9 статьях в научно-технических журналов и сборников; 1 депонированной рукописи (объемом 45 страниц), 6 публикациях в трудах международных и российских симпозиумов и конференций; 2 тезисах докладов на научно-технических конференциях.
Структура и объем работы. Диссертация содержит введение, 4 главы и заключение, изложенные на 169 с. машинописного текста. В работу включены 48 рис., 3 табл., список литературы из 100 наименований и приложение, в котором представлен акт об использовании результатов работы.
Частотно-избирательные устройства на базе активные RC-цепей
Активные RC-фильтры (ARC-фильтры) широко применяют в радиотехнике, автоматике, измерительной технике и других областях. Современные ARC-фильтры имеют меньшие массу и габариты, чем пассивные низкочастотные LC-фильтры, и лучшие электрические характеристики. Важным их достоинством является возможность совмещения функций - фильтрации и усиления сигналов в диапазоне частот от долей герца до единиц мегагерц.
Возможность создания частотно-избирательных устройств на базе элементов R, С и активных безындуктивных линейных цепей с постоянными во времени параметрами была обоснована в конце 30-х годов. Такие устройства широко начали применять с начала 50-х годов, когда в связи с успехами транзисторной техники ARC-фильтры оказались конкурентоспособными с пассивными LC-фильтрами. Начиная с 60-х годов, основное внимание было уделено созданию практических схем (звеньев второго порядка), эквивалентных по своим характеристикам резонансным LC-контурам. Большой вклад в это направление внесли отечественные исследователи, особенно коллективы под руководством Е. И. Куфлевского и А. А. Ланнэ.
Традиционным способом построения сложных фильтров высокого порядка (с передаточной функцией выше третьего порядка) является простое каскадирование звеньев второго и первого порядка. Однако каскадные схемы не могли обеспечить повышенные требования к избирательности, динамическому диапазону, нестабильности характеристик фильтра. Это заставило разработчиков искать новые нетрадиционные методы реализации функций высокого порядка. В результате появилось новое направление в теории ARC-фильтров синтез фильтров высокого порядка. Работы в этом направлении ведутся двумя путями. Первый - конструирование передаточных функций, обеспечивающих более высокую стабильность характеристик [35, 64]. Намного активнее развивается второй путь - создание новых методов реализации передаточных функций высокого порядка.
Известны следующие основные методы реализации: метод переменных состояний (непосредственное аналоговое моделирование передаточной функции Т(р)) , на базе конверторов отрицательного сопротивления (КОС) и пассивных ARC-цепей; параллельный; ка скадный; основанный на многопетлевых структурах; имитирующий двусторонне нагруженные LC-цепи.
Первый метод довольно полно освещен в литературе [60, 33, 64, 75]. К сожалению, его применение для построения ARC-фильтров высокого порядка крайне затруднено из-за высокой чувствительности характеристик к изменению параметров элементов, что требует использования элементов с малыми допусками и высокой стабильностью. В настоящее время метод применяется только для высококачественной реализации передаточной функции второго порядка. Методы реализации, основанные на применении КОС [28, 75, 79], известные с начала 50-х годов, также не получили распространения при построении фильтров высокого порядка. При реализации передаточной функции с комплексными полюсами КОС RC-цепями чувствительность характеристик в большинстве случаев недопустимо велика. Кроме того, многие методы реализации на основе КОС требуют большего количества элементов. При параллельной реализации передаточная функция представляется в виде суммы сомножителей второго порядка, каждый из которых реализуется звеном второго порядка. Схема фильтра состоит из параллельно включенных звеньев, имеющих общий вход, выходной сигнал формируется как сумма выходных напряжений звеньев, каждое со своим весовым коэффициентом. Достоинством такой реализации является однотипность схем звеньев. Однако на практике этот метод применяется крайне редко в основном из-за сложности настройки и малого динамического диапазона, который невозможно увеличить путем оптимизации схемы.
При каскадной реализации передаточная функция обычно представляется в виде произведения сомножителей второго порядка и одного сомножителя первого порядка (при нечетной степени Т(р)). Каждый из этих сомножителей затем реализуется звеном второго или первого порядка. Основным достоинством каскадных фильтров является унификация конструкции и простота расчета и настройки, что объясняется слабым взаимодействием между звеньями. До недавнего времени каскадирование звеньев было основным методом реализации ARC-фильтров высокого порядка, при этом полагалось, что качественные показатели таких фильтров определяются только характеристиками звеньев. Результаты работ, выполненных за последние годы [86, 93], показали, что динамический диапазон, стабильность и другие показатели каскадных реализации существенно зависят от того, как компонуются полюсно-нулевые пары в передаточные функции звеньев, в какой последовательности включены звенья и какие коэффициенты усиления выбраны. В настоящее время в связи с широким практическим использованием ARC-фильтров к ним предъявляются все более жесткие требования, и каскадный метод реализации, хотя и остается пока наиболее распространенным, уже далеко не всегда удовлетворяет разработчиков, особенно при проектировании узкополосных фильтров более восьмого порядка. Основная причина этого заключается в большой чувствительности частотных характеристик фильтра к изменению параметров элементов. Кроме того, каскадные схемы неудобны для построения перестраиваемых фильтров.
Сравнительно недавно появились более сложные многопетлевые структуры. Большинство из них получено введением дополнительных частотно-независимых обратных связей (ОС) в каскадную структуру. Использование многопетлевых структур не только позволяет повысить стабильность характеристик, сохранив достоинства каскадных фильтров, но и открывает новые возможности. Многопетлевые ARC-фильтры можно строить на базе одинаковых (по схемам и характеристикам) звеньев второго порядка. Их перестройка в ряде случаев выполняется проще, чем в каскадных аналогах.
При имитации (моделировании) LC-цепей в качестве промежуточного этапа необходимо получить резистивно-нагруженный LC-фильтр без потерь с заданными частотными характеристиками. Методы расчета LC-фильтров хорошо известны [10, 27, 76, 78], поэтому синтез LC-прототипа с помощью машинных программ или специальных каталогов осуществить довольно просто. Основным достоинством ARC-фильтров, полученных путем имитации LC-прототипа, является малая чувствительность их характеристик к изменению параметров элементов. Методы имитации LC-цепей условно разделяются на две группы: элементная имитация и операционная. Элементная имитация заключается в замещении элементов LC-прототипа или эквивалентной нормированной цепи гираторами или комплексными конверторами полного сопротивления. К настоящему времени вопросы теории и практики элементной имитации достаточно хорошо изучены в описании [28, 66, 67, 75]. Гораздо меньше исследованы и освещены в литературе методы операционной имитации, что объясняется сравнительно недолгой историей их развития. Первые публикации по практическому применению методов операционной имитации появились в начале 70-х годов [37, 64, 85]. При операционной имитации LC-прототип описывается системой уравнений или сигнальным направленным графом. Схему фильтра получают, моделируя математические операции, представленные этими уравнениями или графом с помощью функциональных ARC-элементов, например интеграторов, сумматоров.
Контроль состояния канала связи по информационным признакам сигнала
Реализация алгоритмов оценивания и управления параметрами информа-ционной радиотехнической системы требует наиболее достоверных знаний о состоянии канала связи в каждый текущий момент времени. Вопросы анализа качества канала связи изучались и разрабатывались многими авторами [12, 13, 19, 55, 56, 61, 77]. В большинстве работ предлагается производить измерения качества канала по энергетическим или спектральным характеристикам принимаемого сигнала. Непосредственное измерение показателей, характеризующих помеховую обстановку в цифровой радиосистеме, таких как параметры краевых искажений, дроблений, ошибок тактовой синхронизации, требует значительных аппаратурных затрат. Значительные временные задержки, возникающие при выполнении рабочих алгоритмов измерителя, делают результат измерения в момент использования недостоверным. Кроме того, аппаратурная реализация алгоритмов измерителя в аппаратуре, имеющей жесткие ограничения на вес и габариты, как правило, затруднительно. Поэтому, в дополнение к из-вестным методам контроля, предлагается для оценки качества дискретного канала связи использовать информационные признаки цифровых сигналов на канальном уровне. В частности, предложено для целей контроля качества использовать знание о весе переданной кодовой последовательности.
На основе использования этого критерия разработана гамма оригиналь ных анализаторов качества канала связи [1-8]. Структурная схема одного из та ких устройств представлена на рис. 1.7. Принцип его действия заключается в следующем. В счетчике 4 производится подсчет веса принятого кодового век тора на заданном временном интервале наблюдения с последующим сравнени ем значения счетчика с верхним и нижним допустимыми порогами элементов сравнения 5 и 6. Сигнал с выхода элементов сравнения 5 и 6 поступает на вход элемента ИЛИ 8 и записывается счетчиком 9 ошибок, который копит число ошибок пош за время сеанса связи. Счетчик 11 интервалов анализа копит число опросов поп счетчика 4 информационных символов. Блок 10 деления находит частное п = пош/ поп, которое является определяющей характеристикой качества КС. Вычисление производится для каждого интервала анализа по окончании записи сигнала в счетчик 11. Использование в устройстве счетчика ошибок, счетчика интервалов анализа, блока деления и блока регистрации позволяет производить интервальный анализ состояния КС в каждый момент времени.
На рис. 1.8 изображена блок-схема другого оригинального анализатора качества КС, принцип работы которого, в основном, аналогичен функционированию первого (рис. 1.7). Отличие его заключается в том, что оно позволяет наряду с принятием решения о качестве КС получать дополнительную информацию о причине неудовлетворительного качества передачи информации, и тем самым повысить достоверность контроля КС.
Кроме того, такая информация необходима при выработке стратегии перестройки системы в диапазон частот, незанятый помехами.
Функционально установление причины некачественной работы КС пред-ложенный анализатор осуществляет следующим образом. Сигнал с выходов элементов 3, 4 и 12 сравнения поступает на входы дешифратора 13, который анализирует состояние схем сравнения и принимает решение о качестве КС и причине отказов. При комбинациях на входах 100, 010 дешифратор примет решение о том, что качество связи неудовлетворительное из-за условий распространения в КС при колебаниях 101, 011 принимает решение о неудовлетворительном качестве связи, причем срыв связи обусловлен нелинейными искажениями в самой приемной аппаратуре, причиной которых является наличие сигналов мешающих станций большого уровня. В случае комбинации 000 принимается решение о том, что качество связи удовлетворительное. В случае наличия на входах любой из оставшихся возможных комбинаций можно говорить о неисправности самого устройства локализации отказов, поскольку такие комбинации не могут возникать в нормально функционирующем устройстве.
Определение спектральных характеристик полосовых фильтров, применяемых для имитационного моделирования канала связи
Разработан алгоритм определения переменного интервала между максимумами резонансных характеристик двух смежных фильтров, показано, что степень разделения спектральной плотности для каждой пары смежных фильтров можно охарактеризовать отношением ординаты их стыка к ординате максимума спектральной плотности.
Решена задача отыскания глобального минимума погрешности моделирования в случае трех и более ступеней спектральной плотности путем разработки алгоритма решения системы нелинейных трансцендентных уравнений, учитывая ее особенность, которая заключается в том, что в к-е уравнение входят только к-я, (к-1)-я и (&+1)-я неизвестные, что сводит ее решение к одному нелинейному уравнению. 3. При получении спектральной плотности моделируемых случайных помех цифровыми методами анализа в виде таблицы для ряда дискретных частот, определяя промежуточные ее значения линейной интерполяцией, найдено аналитическое решение уравнения относительно координат границ частотных диапазонов фильтров. 4. Применение разработанного алгоритма определения спектральных характеристик полосовых фильтров существенно сокращает затраты машинного времени, поскольку отпадает необходимость применения численного метода для решения системы сложных уравнений, решаемых (N-\) раз, где N — количество ступеней в моделирующей спектральной плотности, при каждом вычислении функции от координат границ частотных диапазонов фильтров. В информационно-измерительной технике и приборостроении Газсвязь-автоматики широко используется обработка информации, представленной в аналоговой и цифровой формах. Это связано с тем, что исходная информация о физических величинах, как правило, носит аналоговый характер. Выходную информацию во многих случаях также необходимо представить в аналоговом виде. В то же время цифровая форма представления информации предоставляет несравненно больше возможностей для ее обработки. Как следствие этого, появился класс преобразователей, который является связующим звеном между цифровыми и аналоговыми устройствами - цифроаналоговые преобразователи (ЦАП).
Развитие полупроводниковых технологий позволило выпускать цифроаналоговые преобразователи в виде отдельных интегральных микросхем. Это обеспечило их широкое применение для преобразования сигналов в информационно-измерительной технике, радиотехнике и приборостроении. Дальнейшее совершенствование ЦАП было направлено на улучшение электрических параметров, уменьшение массогабаритных показателей, возможность использования в различных условиях эксплуатации [14, 70].
Диапазон, выпускаемых современной промышленностью микросхем ЦАП и их применение в различных устройствах, очень широк. Однако, существующие ЦАП, за редким исключением, могут выполнять только линейные преобразования вида ивш = Шоп. В то же время в различных областях техники необходимо с высокой точностью воспроизводить нелинейные функциональные зависимости. Например, такая необходимость возникает в системах цифровой связи, при построении функциональных генераторов, при разработке цифро-управляемых фазовращателей и калибраторов фазы. Здесь следует отметить, что зависимость фазового сдвига от изменения регулируемой величины всегда нелинейна.
Можно выделить четыре способа функционального цифроаналогового преобразования: - с использованием резисторных матриц, сопротивления резисторов, в которых подобраны по специальным законам; - с использованием логических элементов и/или цифровых устройств для декодирования-вычисления значения функции; - с использованием ПЗУ, которое хранит значения воспроизводимой функции; - с использованием множительно-делительных свойств умножающих ЦАП и применением различного вида аппроксимаций. Наибольшее распространение получили схемы функциональных ЦАП с использованием ПЗУ. Поскольку единственным ограничением, накладываемым на значения функции, является разрядность хранимых данных, такие схемы позволяют реализовать сколь угодно сложную функцию и обладают при этом достаточным быстродействием. К недостаткам этого метода относят значительное увеличение объема памяти при увеличении разрядности аргумента и функции. Для улучшения характеристик преобразования и упрощения преобразователей кроме перечисленных методов применяют их комбинации. В представленном цикле работ впервые был применен новый способ их построения (создания функциональных ЦАП), основанный на аппроксимации реализуемых функциональных зависимостей многочленом и найдена схемная реализация этого способа с помощью каскадно-включенных умножающих ЦАП [58]. С помощью такого схемного решения в сочетании с оптимальным методом аппроксимации нами был реализован широкий класс функций.
Определение исследуемой функции в задаче синтеза параметров фазокорректирующей цепи
На основании полученных оценок (3.24) и (3.30) можно сформулировать задачу оптимизации параметров линейной диссипативной модели колебательной системы при условии, что решена задача отстройки, то есть Фі(ІТ) = 0, следующим образом.
Выберем в качестве функции цели Ф\\Ц) следующую Решением задачи является вектор U, максимизирующий функцию Ф і (/), при условии Фі(Ц)=0. В результате оптимизации решена задача отстройки полюсов ГТФЦ относительно границ запретных частотных интервалов, при этом максимизировали расстояние прилежания полюсов к указанным границам.
Поскольку в фазокорректирующей цепи (ФКЦ) полиномы D(p) и S(p) имеют одинаковую степень и отличаются только полином S(p) имеет знакопеременные коэффициенты, более того, коэффициенты полиномов S(p) и D{p) по абсолютной величине равны, то нули ГТФЦ располагаются симметрично полюсам относительно мнимой оси комплексной плоскости. Поэтому аналогично осуществляется решение задачи для верификации нулей ПФЦ.
Таким образом, разработанная методика позволяет за счет распознавания положения полюсов и нулей ПФЦ в заданных областях комплексной плоскости оптимизировать расположение нулей и полюсов ПФЦ. 1. В системах цифровой связи при построении функциональных генераторов, при разработке цифроуправляемых фазовращателей и калибраторов фазы, в которых зависимость фазового сдвига от изменения регулируемой величины всегда нелинейна, впервые был4применен новый способ создания функциональных ЦАП, основанный на аппроксимации реализуемых функциональных зависимостей многочленом и найдена схемная реализация этого способа с помощью каскадно-включенных умножающих ЦАП; с помощью такого схемного решения в сочетании с оптимальным методом аппроксимации реализован широкий класс функций. 2. Разработаны функциональные схемы широкополосных цифроуправ-ляемых калибратора фазы и умножителя частоты и фазы для ППУ на основе аппроксимации реализуемой функциональной зависимости в виде многочлена. 3. Диапазон частот нелинейного резонансного умножителя частоты расширяется путем подбора такого нелинейного преобразования, которое обеспечивает получение на выходе только заданной п-ой гармоники, что обеспечивается построением его функциональной схемы на основе цепочки каскадно-включенных умножающих ЦАП, моделирующих степенную зависимость выходного напряжения датчиков от управляющего кода. 4. Для анализа воздействия постоянства амплитуды как входного, так и выходного сигнала умножителя частоты на характеристики выходного сигнала составлена компьютерная программа по динамическому моделированию воздействия синусоидального сигнала на нелинейный четырёхполюсник, передаточная характеристика которого представляет собой многочлен Чебышева 5-ой степени; четырёхполюсник с такой характеристикой моделирует рассматриваемый умножитель частоты и фазы; 5. На основе изучения спектральных характеристик умножителя фазы и частоты установлено, что за счет чебышевского преобразования достигается значительное снижение уровня паразитных спектральных составляющих, присутствующих на выходе умножителя. В результате этого требования высокой избирательности, предъявляемые к выходным фильтрам, могут быть снижены, что позволяет отказаться от узкополосных фильтров, ограничивающих рабочий диапазон частот. Кроме этого, быстродействие нелинейного преобразователя позволяет работать в широких диапазонах частот входных и выходных сигналов. 6. Определен алгоритм рационального расположения собственных частот фазокорректирующих цепей ППУ в соответствии с заданной характеристикой ГВЗ, имеющей сложный характер; для избежания громоздких вычислений предложена методика, позволяющая обеспечить заданную ФЧХ и ГВЗ синтезируемой цепи. Разработанная методика позволяет за счет распознавания положения полюсов и нулей ПФЦ в заданных областях комплексной плоскости обеспечить требуемую ГВЗ фазового корректора; 7. Решена задача синтеза параметров фазокорректирующей цепи ППУ, линеаризующей рабочий участок зависимости ГВЗ на основе предложенных математических критериев для верификации расположения нулей и полюсов ПФЦ относительно частотных областей на плоскости комплексного переменного на основе свойств функции логарифмической производной, а также получена оценка расстояний ближайших к границам заданных частотных интервалов нулей и полюсов ПФЦ, не производя вычисления их значений.
