Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1. Моделирование многокаскадного транзисторного СВЧ-усилителя с учетом его нелинейных свойств 24
1.1. Нелинейная физическая модель полевого транзистора 24
1.2. Определение параметров модели полевого транзистора в схемотехнической среде Serenade из экспериментальных данных 30
1.3. Моделирование СВЧ усилителя 38
ГЛАВА 2. Исследование нелинейных многосигнальных характеристик многокаскадных СВЧ-усилителей 49
2.1. Математическое описание явления блокирования 50
2.2. Математическое описание интермодуляционных искажений 52
2.3. Анализ характеристик блокирования и интермодуляции, возникающих в многокаскадных усилителях на полевых транзисторах 62
ГЛАВА 3. Исследование нелинейных шумовых характеристик многокаскадных СВЧ-усилителей .84
3.1. Основные источники возникновения шумов в полевых транзисторах 85
3.2. Теоретический анализ усиления собственных шумов усилителя в присутствии интенсивной помехи в нелинейном режиме 94
3.3. Характеристики нелинейного взаимодействия помехи и шума в многокаскадном усилителе 99
ГЛАВА 4. Повышение помехозащищенности радиоприемного устройства с учетом многокаскадности входного усилителя 105
4.1. Вопросы адаптивных регулировок РПУ 105
4.2. Механизм адаптивного управления характеристиками ЭМС многокаскадного усилителя 108
4.3. Влияние напряжения на затворе и стоке транзисторов на ЭМС-характеристики многокаскадного транзисторного усилителя 111
4.4. Выбор оптимальных режимов работы многокаскадного усилителя при действии помех 120
4.5. Реализация адаптивного приемника на основе многокаскадного усилителя 126
Заключение 132
Библиографический список использованных источников .134
- Определение параметров модели полевого транзистора в схемотехнической среде Serenade из экспериментальных данных
- Анализ характеристик блокирования и интермодуляции, возникающих в многокаскадных усилителях на полевых транзисторах
- Теоретический анализ усиления собственных шумов усилителя в присутствии интенсивной помехи в нелинейном режиме
- Механизм адаптивного управления характеристиками ЭМС многокаскадного усилителя
Введение к работе
Данная диссертационная работа посвящена развитию методов синтеза и анализа многокаскадных усилителей диапазона сверхвысоких частот (СВЧ), построенных на основе полевых транзисторов с затвором Шоттки (ПТШ). В работе предложены и исследованы методики определения параметров нелинейной модели ПТШ, по его экспериментальным характеристикам, с использованием современных программных пакетов, рассмотрены основные аспекты многосигнальных и шумовых характеристик в многокаскадных усилителях, предложены алгоритмы выбора управляющих напряжений для получения оптимальных режимов работы многокаскадных усилителей с точки зрения электромагнитной совместимости (ЭМС), а также алгоритмы построения адаптивного приемного устройства на основе многокаскадного усилителя.
Актуальность исследуемой проблемы
Исследования, проводимые в данной работе, неразрывно связаны с проблемами обеспечения электромагнитной совместимости (ЭМС) и устойчивым функционированием радиоэлектронных средств (РЭС) в условиях действия помех [8, 11, 13-14, 21, 54]. Задача обеспечения ЭМС различных РЭС возникла как следствие научно-технического прогресса в радиотехнике, электронике и связи по следующим причинам:
непрерывное возрастание общего числа РЭС как следствие электронизации народного хозяйства;
недостаточное число свободных от помех радиоканалов во всех освоенных диапазонах;
возрастание общего уровня помех от, главным образом, ин-* дустриальных источников;
усложнение функций и состава РЭС;
*
- сосредоточение различных видов РЭС в ограниченном про
странстве, например на самолетах, кораблях и т.д.;
- несовершенство технических характеристик РЭС, от которых зависит их ЭМС;
- миниатюризация аппаратуры, что в ряде случаев приводит к
снижению энергии полезных сигналов и уменьшению отношения
сигнал-помеха.
Постоянная тенденция к увеличению числа размещаемых радиосредств (радиолокационные станции, мобильные средства связи,
ка путей увеличения динамического диапазона (ДД) радиоприемно-
*
го устройства (РПУ). С этой точки зрения технологические возможности при производстве полупроводниковых элементов практически исчерпаны, поэтому актуальным становится поиск оптимальных способов адаптивного управления входными структурами, которые позволят реализовать возможность совместной работы большого количества РЭС в экстремальной ЭМО.
Анализ характеристик ЭМС различных РЭС, включая их экспе
риментальные исследования, привел к созданию инженерных методов
расчета и научному обоснованию возможности совершенствования
таких характеристик [24, 50 ,53, 58]. Решение проблемы ЭМС РЭС
t может быть осуществлено с одной стороны уменьшением побочных
излучений передающих устройств, с другой стороны — снижением
«
восприимчивости к помехам приемно-усилительных трактов.
Нелинейные искажения (НИ) сигналов, возникающие в прием-но-усилительных трактах оказывают существенное влияние на ряд важных показателей качества: точность воспроизведения сигналов, разрешающую и пропускную способность, помехозащищенность и т.д. Повышение линейности трактов способствует решению проблемы ЭМС РЭС.
Основные интересующие практику вопросы, связанные с НИ в РПУ, можно условно отнести к следующим направлениям;
изучение природы НИ и сопутствующих физических процессов;
создание методов проектирования трактов и отдельных каскадов с учетом критериев нелинейности;
определение принципов построения трактов, а также соответствующих схемотехнических решений, обеспечивающих малые НИ.
Материалы, отражающие состояние в каждом из названных вопросов, как правило, содержатся в разрозненных публикациях в периодической печати или в виде разделов в отдельных книгах и имеют различный научный и технический уровень и зачастую не удовлетворяют требованиям разработчиков радиоприемной аппаратуры. Это можно объяснить рядом объективных причин. В частности, отсутствие универсальных процедур анализа нелинейных устройств приводит к необходимости разнообразных частных методов исследования НИ, что затрудняет их сопоставимость, возможность широкого распространения в практике и ряде случаев не обеспечивает достаточной точности.
Благодаря прогрессу в развитии вычислительной техники возрастает роль систем автоматизированного проектирования при решении различного рода схемотехнических задач, в том числе при
нелинейном анализе электронных схем [77, 94-97]. По мере роста важности компьютерного анализа систем увеличивается число программ, предлагающих нелинейный схемотехнический анализ. Всего лишь несколько лет назад единственной возможностью нелинейного анализа была система SPICE и ее модификации. Сейчас пользователь имеет широкий выбор разнообразных пакетов, предлагающих анализ во временной области (Design Lab), а также методы гармонического баланса (Serenade, Voltaire XL) и рядов Вольтерра (Microwave Office). Каждый пакет имеет свои преимущества и недостатки, а следовательно и область применения, однако в целом можно сказать, что аналитический инструментарий, реализованный на базе компьютеров существенно упрощает процесс проектирования. По мере роста производительности микропроцессоров ставится задача не упрощения электронных схем, а достижения высокой точности соответствия модели с экспериментальными результатами.
В настоящее время широкое распространение во входных каскадах РПУ получили полевые транзисторы с затвором Шоттки (ПТШ). Этот тип приборов позволяет получить в усилителях достаточный коэффициент усиления, малый коэффициент шума и приемлемые нелинейные характеристики в широкой полосе частот.
Исследованию нелинейных характеристик входных СВЧ усилителей посвящено достаточное количество работ [6,34-35,42-43,57,76], в которых исследовались одночастотные и многочастотные нелинейные характеристики, амплитудные и интермодуляционные характеристики. В качестве методов анализа нелинейных свойств в этих и подобных им публикациях использовались методы комплексных амплитуд, обобщенных рядов, гармонического балан-
са и функциональных рядов Вольтера. Однако, в большинстве этих работ, основное внимание уделялось только первым каскадам входных усилительных устройств, тогда как на практике известно, что реальные усилители являются многокаскадными и, следовательно, нелинейные характеристики таких усилителей могут значительно отличаться от характеристик, приведенных в данных работах. Поэтому в настоящей работе предприняты усилия по исследованию нелинейных характеристик именно многокаскадных входных усилителей на полевых транзисторах.
Таким образом, именно практическая потребность в решении перечисленных выше задач определяет актуальность темы диссертации и основными целями работы, являются:
Разработка метода синтеза и анализа нелинейной модели полевого транзистора с затвором Шоттки, с использованием современных схемотехнических пакетов моделирования для последующего исследования нелинейных характеристик многокаскадных усилителей на основе данной модели ПТШ.
Выработка методики, позволяющей адаптировать схемотехнические пакеты для анализа характеристик электромагнитной совместимости.
Сравнительный анализ характеристик электромагнитной совместимости входных усилителей с различным числом каскадов усиления.
Анализ характеристик нелинейного взаимодействия активной помехи и шума в многокаскадном усилителе.
Исследование влияния режимов работы многокаскадного СВЧ усилителя на значения коэффициентов, характеризующих его нелинейные и шумовые свойства.
Разработка методики оптимизации режима работы, исследуемого многокаскадного усилителя к заданной электромагнитной обстановке.
Реализации адаптивного приемного устройства на основе исследуемого входного многокаскадного усилителя.
Научная новизна
В диссертационной работе проведено исследование нелинейных многосигнальных и шумовых характеристик многокаскадных входных усилителей на полевых транзисторах. Данное исследование базировалось на использовании нелинейной модели полевого транзистора с затвором Шоттки, параметры которой определялись на основе предложенной методики с использование современных схемотехнических пакетов математического моделирования. Представлен сравнительный анализ исследуемых нелинейных характеристик усилителей с различным числом каскадов усиления. Показано влияние каскадности усилительного устройства на его характеристики электромагнитной совместимости. Показано влияние режимов работы по постоянному току транзисторов на исследуемые нелинейные характеристики многокаскадного усилителя на его основе. Выявлены режимы, позволяющие, увеличить значения верхних границ динамического диапазона по различным нелинейным эффектам. Разработан алгоритм адаптивного переключения режимов работы многокаскадного усилителя. Предложена методика построения адаптивного многокаскадного усилительного устройства.
Практическая ценность
Предложенные методики определения параметров нелинейной модели полевого транзистора могут найти применение при формиро-
вании полупроводниковых приборов. На основе проведенных исследований нелинейных характеристик многокаскадных усилителей получены результаты, которые представляют самостоятельный интерес и могут быть использованы при усовершенствовании многокаскадных усилительных устройств для работы в сложной электромагнитной обстановке. Полученные результаты используются в учебном и научно-исследовательском процессе кафедры электроники Воронежского государственного университета.
Краткое содержание работы.
В работе проведен анализ нелинейных многосигнальных и шумовых характеристик, возникающих во входных многокаскадных усилителях СВЧ диапазона на полевых транзисторах. Данный анализ базировался на нелинейной модели полевого транзистора, параметры которой определялись по методике, предложенной в данной работе. Анализ амплитудных и интермодуляционных характеристик производился с использованием современных радиотехнических пакетов математического моделирования. Для анализа шу-
*
мовых характеристик использовался математический пакет, разработанный на кафедре электроники ВГУ.
В первой главе диссертационной работы рассматриваются проблемы анализа и синтеза многокаскадного усилителя на основе полевого транзистора с затвором Шоттки. В настоящее время, точный анализ и синтез усилительных устройств, как правило, невозможны без применения ЭВМ. Поэтому, в настоящей работе предло-
жен алгоритм исследования СВЧ усилителя, с использованием современных схемотехнических пакетов моделирования.
Поскольку правильный выбор модели транзистора во многом определяет точность всего усилительного устройства, поэтому основное внимание в данной главе диссертационной работы уделяется вопросам определения параметров нелинейной модели полевого транзистора. В работе предложена методика нахождения параметров полевого транзистора из его экспериментальных данных, с использованием пакета математического моделирования. В качестве данного пакета был использован пакет Serenade. Этот комплекс программ учитывает специфику устройств и приборов СВЧ диапазона и позволяет проводить анализ, оптимизацию и расчет топологии элементов схемы.
В данной работе из более чем 20-ти разновидностей эквивалентной схемы полевого транзистора, известных из литературных источников, была выбрана модель Materka-Kacprzak, которая удовлетворительно описывает транзистор как в статическом, так и в динамическом режимах, а также является наиболее употребляемой в иностранной литературе.
В качестве экспериментальных исходных данных для предложенной методики нахождения параметров полевого транзистора наиболее удобно использовать его вольтамперные характеристики (ВАХ) и ^-параметры, снятые при таких напряжениях смещения на затворе и стоке, при которых в дальнейшем и будет работать транзистор в составе усилителя.
На первом этапе определяются значения параметров, фигурирующих в математическом описании статического режима работы
транзистора. Для этого достаточно воспользоваться семейством вы-
" ходных характеристик транзистора. Параметры модели определяются
методом оптимизации наименьших квадратов, приближая исследуе-мые нелинейные зависимости к их экспериментальным значениям.
На втором этапе определяются значения параметров, фигури
рующих в описании динамического режима работы прибора. В ка
честве исходных данных для этого выступают экспериментальные
S-параметры. Для этого, с помощью пакета программ Serenade на
ходятся серии значений параметров линеаризованной модели тран
зистора, в различных электрических режимах работы. Затем опре
деляются функциональные зависимости нелинейных элементов схе
мы от управляющих напряжений. На последнем этапе, методом оп-
* тимизации наименьших квадратов определяются коэффициенты,
участвующие в описании нелинейных элементов модели.
В качестве примера применения данной методики в работе продемонстрировано нахождение параметров нелинейной модели одного из типов отечественного полевого транзистора. При сопоставлении соответствующих характеристик полученной модели и экспериментальных данных получено их удовлетворительное соответствие, что говорит о возможности применения данного подхода на практике.
Однако, знание только модели транзистора недостаточно, что
бы рассчитывать и анализировать работу СВЧ-усилителя на основе
этого транзистора. Для этого необходимо знать модель усилитель
ного каскада в целом. Модель транзисторного каскада или усили-
« теля в целом также может быть сформирована с помощью пакета
программ Serenade. При определении значений параметров усили-
тельного каскада необходимо задать режим работы транзистора
(или усилителя) по постоянному току. Обычно, для малошумящих усилителей, он задается из компромисса между максимумом коэффициента усиления и минимумом коэффициента шума. Перед нами не стояла задача синтеза моделей согласующих цепей; их вид нам был известен, исходя из конструкции исследуемого усилителя. Модель одиночного каскада исследуемого СВЧ усилителя, состоит из модели транзистора и моделей согласующих цепей. Значения параметров моделей согласующих цепей определялись с помощью программы-оптимизатора данного пакета методом многопараметрической оптимизации, приближая теоретически рассчитанную амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) усилителя к заранее заданной. Критериями оптимизации при определении параметров элементов модели одиночного каскада усилителя на полевом транзисторе являлись:
центральная частота: 3 ГГц;
полоса частот: 1,2 ГГц;
минимальный коэффициент усиления: 9 дБ/каскад.
Необходимо отметить, что при этом изменялись только параметры согласующих цепей, значения же параметров модели транзистора считались заданными и оставались постоянными.
Многокаскадный усилитель представляется в виде последовательного соединения одиночных каскадов. При таком построении многокаскадного усилителя транзистор с включенными на его входе и выходе согласующими цепями оказывается нагруженным на входное сопротивление выравнивающей цепи, мало отличающееся от стандартного. Поэтому приближенно рассчитать коэффициент усиления многокаскадного усилителя (АЧХ) можно, перемножив выравненные коэффициенты усилителя отдельных каскадов.
Таким образом, в данной главе приведена методика нахождения параметров нелинейной модели полевого транзистора с затвором Шоттки, показана возможность применения современных схемотехнических пакетов для синтеза и последующего анализа многокаскадных входных полупроводниковых усилительных структур с точки их нелинейных многосигнальных и шумовых свойств.
Вторая глава диссертационной работы посвящена рассмотрению нелинейных явлений, возникающих в многокаскадных СВЧ усилителях. Для оценки нелинейных свойств усилителя были выбраны характеристики блокирования и интермодуляции, позволяющие практически полностью оценить усилитель в условиях действия помех. Эффект блокирования характеризовался коэффициентом блокирования КбЛ:
К = ^-, где Р"иг - мощность сигнала в присутствии помехи,
Рсиг- мощность сигнала в ее отсутствии.
Мощность помехи, приводящая к изменению Кбл на величину -1дБ была выбрана в качестве критерия, для определения верхней границы динамического диапазона по блокированию.
Интермодуляционный эффект на выходе усилителя характеризовался продуктом третьего порядка Ринт от двух помех на входе. Мощность помех на входе, при которых интермодуляционный продукт третьего порядка на выходе многокаскадного усилителя составляет -70дБм была выбрана в качестве критерия для определения верхней границы динамического диапазона по интермодуляционным искажениям.
Особенностью многокаскадного усилителя является то, что продукты нелинейности образуются во всех каскадах так, что в п-ом каскаде присутствует суперпозиция собственных продуктов нелинейности и продуктов, образовавшихся в предыдущих каскадах. Эти продукты имеют, вообще говоря, различные фазы, что может обусловить их полную или частичную компенсацию при определенном соотношении между параметрами каскадов такими, как коэффициенты усиления, коэффициенты нелинейности различных порядков, уровни входных сигналов и т.д. Возникает многопараметрическая задача оптимизации многокаскадного усилителя в интересах минимизации того или иного нелинейного эффекта, включающая оптимальное распределение качества между каскадами, выбор схем каскадов и типов нелинейных элементов. В работе рассмотрена задача оптимального распределению усиления между каскадами при условии, что общий коэффициент усиления задан и является величиной неизменной, т.е. уменьшение коэффициента первого каскада сопровождается увеличением коэффициентов последующих каскадов.
В процессе исследования было показано, что с ростом коэффициентов усиления начальных каскадов происходит монотонный рост уровня интермодуляционного продукта третьего порядка и коэффициента блокирования. Т.е. с точки зрения ослабления нелинейных искажений в многокаскадном усилителе целесообразно иметь, по возможности, минимум усиления в начальных каскадах, компенсируя потерю общего коэффициента усиления в конечных каскадах. Также показано, что разбиение одного каскада усиления на два и более, не дает выигрыша в отношении характеристик блокирования и интермодуляции.
Важной задачей при рассмотрении многокаскадного усилителя, является исследование влияния каскадности устройства на его нелинейные характеристики. Анализ показывает, что увеличение числа каскадов усилителя приводит к уменьшению значений параметров, характеризующих верхнюю границу динамического диапазона по блокированию. Однако, в работе отмечено, что относительное изменение ВГДД по блокированию уменьшается с ростом числа каскадов. Данный факт объясняется механизмом взаимодействия полезного сигнала и помехи в выходных каскадах усилителя, в результате которого полезный сигнал усиливается на фоне помех, уровень которых достигает насыщения.
При рассмотрении интермодуляционных характеристик многокаскадного усилителя было отмечено, что интермодуляционный продукт (ИП) третьего порядка на выходе п-го каскада образуется из трех составляющих:
1-я составляющая, образуется в п-1 каскаде, а затем усиливается в п-ом каскаде. Отметим, что в п-ом каскаде происходит не только усиление данного ИП, но и некоторое его уменьшение за счет эффекта блокирования помехами, сформировавшими его в п-1 каскаде.
2-я составляющая, образуется непосредственно в п-ом каскаде за счет нелинейного взаимодействия помех, с частотами fj и f2.
3-я составляющая, образуется в п-ом каскаде в результате взаимодействия помехи с частотой fj и второй гармоники помехи частоты f2, в случае если она попадает в полосу усиления, за счет квадратичного члена переходной характеристики усилителя.
Поэтому, в данной работе, при расчете интермодуляционных характеристик многокаскадного усилителя исследовалась не только результирующий ИП третьего порядка, но и вклад каждой его составляющей. Было выяснено, что при малых мощностях входных помех основной вклад в результирующий продукт вносит эффект интермодуляции с участием помех в последнем каскаде (составляющая 2). С ростом уровня помех на входе, происходит увеличение уровня остальных составляющих нелинейного взаимодействия (составляющие 1 и 3), в результате на выходе трехкаскадного усилителя их вклад в результирующий продукт третьего порядка сопоставим с вкладом составляющей 2.
Также в работе показано, что широко используемый иностранными специалистами для оценки линейности входных усилителей параметр IP (intercept point) в общепринятом виде не подходит для оценки многокаскадных усилителей по критерию интермодуляции. При применении данного показателя в качестве характеристики ЭМС необходимо использовать ее векторную величину. '
Третья глава диссертационной работы посвящена различным аспектам нелинейного взаимодействия активной помехи и шумов в многокаскадном усилителе. В реальных условиях слабый сигнал усиливается на фоне шумов как внешних, поступающих на вход усилителя вместе с сигналом, так и собственных, образующихся в транзисторах усилителя. В связи с этим необходимо исследовать не только усиление сигнала, но и изменение шума в присутствии помехи. В данной работе, подобные исследования проведены для многокаскадного усилителя на полевом транзисторе.
Методика анализа нелинейного взаимодействия помехи и шума основана на методе функциональных рядов Вольтера. Особенностью анализа собственных шумов усилителя является то, что воздействие в виде сигнала подается на вход усилителя, а воздействие в виде источника шума находится в одной из ветвей схемы. Поэтому при расчете ядра первого порядка на частоте сигнала изображение входного воздействия должно стоять в правой части уравнения, описывающего соответствующую ветвь схемы. Ядра высших порядков находятся из ядер первого порядка, рассчитанных для разных точек включения генераторов воздействия.
Шумовые токи представляются случайным процессом, являющимся суперпозицией гармонических колебаний, амплитуда и фаза которых случайны.
Коэффициент подавления собственных шумов многокаскадного транзисторного усилителя будет зависеть от коэффициентов подавления паразитных шумов сопротивлений затвора и истока, коэффициента подавления совместных шумов затвора и стока в каждом каскаде и их весовых коэффициентов.
В работе проведен расчет коэффициентов изменения собственного шума всех источников, входящих в многокаскадный усилитель. Показано, что подавление сигнала источников собственного шума зависит от номера каскада, в который входит источник. Подавление шумовых сигналов начальных каскадов происходит в большей степени, чем сигналов соответствующих источников последующих каскадов.
При исследовании влияния числа каскадов на шумовые характеристики многокаскадного усилителя замечено, что с увеличением
числа каскадов коэффициент подавления собственных шумов усилителя увеличивается. Также установлено, что помеха оказывает различное влияние на величину подавления собственного шума и полезного сигнала многокаскадного усилителя. Существующее различие в подавлении приводит к изменению отношения сигнал/шум усилителя в нелинейном режиме.
Четвертая глава диссертационной работы посвящении разработке алгоритмов адаптивных регулировок для улучшения характеристик электромагнитной совместимости многокаскадных входных усилителей на полевых транзисторах.
Известно, что в диапазоне СВЧ избирательность ВЧ-тракта радиоприемного устройства (РПУ) гораздо ниже избирательности по основному каналу приема, так что ВЧ-тракт в целом, и усилитель в частности, подвержен действию внеполосных помех в весьма широкой полосе частот. Прием слабого сигнала в таких условиях требует специальных мер по повышению помехозащищенности РПУ. В связи с этим необходим поиск механизмов адаптации, для которых улучшение характеристик помехозащищенности РПУ не было бы связано с существенным ухудшением его основных функций. В качестве объекта адаптивного управления целесообразно выбрать МШУ, поскольку именно его нелинейные свойства являются основным источником образования внеполосных каналов приема РПУ.
Исследования, проведенные в данной работе, показали, что параметрами и характеристиками электромагнитной совместимости исследуемого многокаскадного усилителя можно достаточно эффек-
тивно управлять с помощью изменения режима работы транзисторов, составляющих усилитель, по постоянному току.
В работе проведено исследование влияние напряжения на затворах и стоках транзисторов, из которых составлен многокаскадный усилитель на его характеристики помехозащищенности. Для этого используется алгоритм нахождения нелинейных характеристик многокаскадного усилителя, описанный во второй главе. В результате исследования установлено, что при изменении напряжения смещения на затворах транзисторов в сторону порогового значения расширяется динамический диапазон как по блокированию, так и по интермодуляции. Для исследованного многокаскадного усилителя измененный режим позволяет увеличить на 18дБ порог восприимчивости к помехе по блокированию и на 14дБ по интермодуляции. Изучая аналогичные характеристики блокирования и интермодуляции при изменении напряжения на стоках транзисторов замечено, что расширение ВГДД как по блокированию, так и по интермодуляции достигается при увеличении напряжения на стоках транзисторов. Однако такое увеличение имеет свой предел в виде теплового режима работы транзистора. Поэтому варьировать напряжение на стоках можно только в допустимом диапазоне его значений.
При адаптивном управлении характеристиками усилителя на основе полевого транзистора необходимо следить не только за параметрами, определяющими его нелинейные свойства, но и за изменением его односигнальных характеристик, таких как коэффициенты усиления и шума.'Адаптивное управление должно производиться в пределах приемлемых величин изменения данных. Поэтому в работе предлагается методика определения управляющих напряжений,
удовлетворяющих сразу нескольким критериям. На основе предложенной методики найдены режимы работы транзисторов усилителя, обеспечивающие заданные значения коэффициента усиления и мощности интермодуляционного продукта третьего порядка. Значения уровней составляющих полезного сигнала и интермодуляции при различных управляющих напряжениях, найдены с помощью программы моделирования, и использованы для построения поверхностей коэффициента усиления и мощности интермодуляционного продукта с применением двумерной кубической сплайн-интерполяции. В результате были получены области пересечения управляющих напряжений, оптимальных с точки зрения ЭМС.
Проведенные исследования с целью нахождения оптимальных режимов работы многокаскадного усилителя в условиях действия интенсивных помех, позволили предположить возможность построения адаптивного входного модуля РПУ, у которого выбор режима может осуществляться в зависимости от конкретной электромагнитной обстановки. В работе предложены два варианта построения такого адаптивного устройства, которые зависят от рода помехи и ее воздействия на прием полезного сигнала. Автоматизированная реализация механизма адаптации РПУ предусматривает наличие устройства управления, которое в зависимости от характера помехи на входе РПУ по определенному алгоритму выдает сигналы на управление режимом усилителя.
В заключении приведены основные выводы и результаты.
Основными положениями, выносимыми на защиту диссертации, являются:
расширение области применения современных схемотехнических программ на анализ характеристик электромагнитной совместимости;
результаты сравнительного анализа нелинейных явлений в мно-
гокаскадных входных усилителях диапазона СВЧ;
результаты нелинейного взаимодействия собственных шумов и монохроматической помехи в многокаскадных усилителях на полевых транзисторах;
результаты анализа влияния электрических режимов работы по постоянному току многокаскадного усилителя на его характеристики электромагнитной совместимости;
методика определения оптимальных электрических режимов работы многокаскадного усилителя, с точки зрения электромагнитной совместимости;
алгоритм адаптивного управления входного модуля РПУ с целью улучшения характеристик ЭМС.
Апробация работы. Основные материалы по всем разделам диссертационной работы докладывались на следующих конференциях и совещаниях: Международной научно-технической конференции «Радиолокация, Навигация, Связь» (г. Воронеж, 2002, 2003); Всероссийской научно-технической конференции с международным участием «Актуальные проблемы твердотельной электроники и микроэлектроники» (г. Таганрог, Дивноморское, 2002); Седьмой Российской научно-технической конференции по электромагнитной совместимости «ЭМС-
2002» (г. Санкт-Петербург, 2002); Второй Международной научно-технической конференции «Физика и технические приложения волновых процессов» (г. Самара, 2003); Пятом Международном симпозиуме по электромагнитной совместимости и электромагнитной экологии «ЭМС-2003» (г. Санкт-Петербург, 2003); Научной сессии Воронежского государственного университета (г. Воронеж, 2002, 2003).
Публикации
Основные результаты диссертации опубликованы в 11 печатных работах [105-115].
Структура и объем работы. Диссертация состоит из введе-
* ния, четырех глав и заключения, изложенных на 106 листах маши
нописного текста и 32 иллюстрациях на 28 листах, списка литера-
туры из 115 наименований на 16 листах. Объем диссертации со
ставляет 147 листов.
Автор выражает глубокую благодарность научному руководителю доктору физико-математических наук, профессору Алгазинову Э.К., привлекшему внимание к теме и оказавшему помощь при работе над диссертацией, доктору физико-математических наук Боб-решову A.M. за постоянное внимание к работе и всестороннюю поддержку, кандидатам физико-математических наук Авериной Л.И. и Нестеренко Ю.Н. за ценные замечания и помощь в организа-
* ции и проведении эксперимента.
Определение параметров модели полевого транзистора в схемотехнической среде Serenade из экспериментальных данных
Часть, обведенная пунктиром и соответствующая активной области транзистора (расположенной непосредственно под затвором), является достаточно распространенной моделью. Остальные элементы имеют "паразитный" характер и отражают потери в омической части полупроводниковой структуры, влияние металлических выводов, корпуса, токов утечки через подложку. Учет этих элементов в модели транзистора зависит от области его применения. Например, показано [5], что ряд паразитных элементов (в особенности сопротивления выводов) при повышении рабочей частоты оказывают существенное влияние на входное и выходное сопротивление транзистора, решения вопросов согласования транзистора и предотвращения возбуждения в усилителе необходима модель, содержащая указанные паразитные элементы. Эти же сопротивления наряду с другими являют ся источниками собственных шумов транзистора, поэтому их необхо димо учитывать при анализе шумовых свойств транзисторных усилите лей. Необходимо также отметить, что вольтамперные характеристики транзисторов средней и большой или нестабильный падающий участок мощности после достижения критического значения поля имеют ста бильный, свидетельствующий о существовании соответственно стати ческого либо динамического отрицательного сопротивления. Это про исходит из-за появления домена Ганна - области сильного поля в сто г ковой области затвора. Этот эффект характеризует параллельная ком бинация емкости Cdsd и сопротивления Rdsd, которые позволяют удов-летворительно описывает участок вольтамперной характеристики, обусловленный стабильным отрицательным сопротивлением. После того, как модель транзистора выбрана, возникает задача определения её параметров по тем или иным данным. Чтобы модель сочетала в себе достоинства структурных и бесструктурных моделей и давала бы информацию о поведении приборов в устройствах с достаточной точностью, необходимо, определять параметры этой модели из внешних экспериментальных характеристик транзистора. Для полевого транзистора в качестве таких характеристик в СВЧ диапазоне наиболее удобно использовать его вольтамперные характеристики (ВАХ) и S-параметры, снятые при таких напряже ниях смещения на затворе и стоке, при которых в дальнейшем и бу дет работать транзистор в усилителе. В данной работе предложена методика определения параметров нелинейной модели полевого транзистора в схемотехнической среде Serenade. Преимущество пакета Serenade, по сравнению с пакетом Design Lab, использованного в [6], заключается в возможности оптимизации всех параметров эквивалентной схемы. На первом этапе определяются значения параметров, фигурирующих в математическом описании режимов работы по постоян ному току. Для этого достаточно воспользоваться семейством вы ходных характеристик транзистора, тем более именно эти характе ристики наиболее часто приводятся в справочной литературе. На втором этапе определяются значения параметров, фигурирующих в описании динамического режима работы прибора. В качестве исходных данных для этого выступают экспериментальные S-параметры, измеренные при различных режимах работы транзистора. Известно, что S-параметры применяются для описания линейных многополюсников в СВЧ - диапазоне. Однако для каждого режима по постоянному току схема замещения нелинейного прибора может быть линеаризована. Так, например, нелинейная емкость перехода заменяется линейной, имеющей такое же значение, что и нелинейная емкость при данном напряжении смещения. В таком случае, можно использовать S-параметры, измеренные в линейном режиме. В качестве примера применения данной методики рассмотрим нахождение параметров нелинейной модели одного из типов отечественного полевого транзистора, S-параметры которого измерены при различных электрических режимах работы транзистора. Используя экспериментальные выходные характеристики транзистора методом оптимизации наименьших квадратов находим значения параметров, участвующих в описании статического режима работы транзистора: - ток стока насыщения (при Vds=0 В) IDSS O мА, - наклон стоковой характеристики в области насыщения SS= 0.00337025 А/В, - наклон стоковой характеристики в линейной области SL= 0.07133340 А/В, - стоковая зависимость от Vds в нелинейном режиме KG= -0.171245 1/В, - постоянная часть параметра мощности =1.4, - зависимость мощности от Vds КЕ=-1Л 1/В, - пороговое напряжение VPO=-\A В, - параметр наклона порогового напряжения GAMA=- 0.43059880 1/В.
Анализ характеристик блокирования и интермодуляции, возникающих в многокаскадных усилителях на полевых транзисторах
До сих пор мы рассматривали только модель полевого транзистора. Однако знание только модели транзистора недостаточно, чтобы рассчитывать и анализировать работу СВЧ-усилителя на основе этого транзистора. Для этого необходимо знать модель усилительного каскада в целом.
Транзисторный СВЧ-усилитель может обеспечить заданные характеристики, если транзистор правильно согласован с сопротивлениями источника сигнала и нагрузки. Сопротивления реальных источника и нагрузки, как правило, выбираются равными 50 Ом, следовательно усилитель должен включать в себя согласующие цепи, осуществляющие трансформацию сопротивлений. Эти цепи, кроме того, должны осуществлять выравнивание АЧХ усилителя при широкой полосе пропускания.
Выбор моделей согласующих цепей и расчет параметров этих моделей зависит от вида согласуемых нагрузок и режима согласования: согласования по максимальному коэффициенту усиления или согласования по минимальному коэффициенту шума. Вопросы согласования в транзисторных усилителях СВЧ достаточно хорошо разработаны в ряде работ [1,7,9-10,16]. Точный анализ и синтез усилительных устройств, как правило, невозможны без применения ЭВМ [48, 62, 78-79]. Поэтому в работе предложен алгоритм исследования СВЧ усилителя (рис. 1.5) с использованием современных схемотехнических пакетов моделирования, хотя данный алгоритм пригоден для исследования любой СВЧ структуры. Хотя последовательность операций при исследовании устройства вручную и на ЭВМ часто одна и та же, специфика машинных вычислительных методов обуславливает более однотипные, хотя и более трудоемкие операции. Как уже упоминалось в 1.1., выбор модели транзистора во многом определяет успех всего исследования. Поэтому будем предполагать, что модель транзистора, используемая в данном алгоритме оптимизирована и характеристики, вычисленные на ее основе, удовлетворительно соответствуют характеристикам реального транзистора. После выбора модели транзистора и пассивных элементов выбираем структуру усилителя. Структура определяется требованиями к характеристикам усилителя и параметрами полупроводниковых приборов и пассивных элементов, а в задачу выбора структуры входит: определение числа каскадов и схем включения этих каскадов, определение структуры входных, выходных и межкаскадных согласующих цепей, выбор методов изоляции отдельных каскадов и др. После того, как структура усилителя определена, можно переходить к вычислению параметров этой структуры. Отметим, что с вычислительной точки зрения задача выравнивания АЧХ эквивалентна поиску экстремума функции многих переменных, характеризующей отклонение оптимизируемой АЧХ от заданной. Сложность решения задачи оптимизации в данном случае обусловлена тем, что минимизируемая (целевая) функция - многоэкстремальная, а большинство методов поиска экстремума предназначено для поиска локальных минимумов. Для таких методов роль начальных данных существенно возрастает, поскольку в конечном счете от их выбора зависит, к какому локальному экстремуму приведет оптимизация и какова ее скорость. Во многих случаях, для нахождения начальных значений пассивных элементов, можно воспользоваться классическими методами теории цепей, не прибегая к ЭВМ. Если же формулы классического синтеза применить не удается, для выбора начальных значений можно воспользоваться имеющимися для некоторых классов цепей табулированными значениями. Если, наконец, такие таблицы отсутствуют, начальные значения выбирают интуитивно, руководствуясь качественными физическими соображениями. Последующий анализ усилителя с выбранными начальными значениями параметров сводится к вычислению его типовых параметров и характеристик в исследуемом диапазоне частот. К последним относятся: частотные зависимости коэффициента усиления, амплитудно-частотная характеристики и коэффициент шума. После вычисления характеристик следует, если это необходимо, процедура корректировки структуры и оптимизация его параметров. Процесс оптимизации заканчивается, когда ошибка достигает заданной величины или число итераций превышает заданное значение. В последнем случае необходим пересмотр структуры и вторичная оптимизация. Так, если рассматриваемые простейшие согласующие цепи не позволяют реализовать заданную полосу пропускания, нужно переходить к более сложным согласующим цепям. Модель транзисторного каскада или многокаскадного усилителя в целом может быть сформирована с помощью пакета схемотехнического проектирования. В настоящей работе продемонстрирована возможность использования пакета программ Serenade и предложенного алгоритма для синтеза многокаскадного транзисторного усилителя. Как следует из структуры предложенного алгоритма, на первом этапе проектирования необходимо сформировать набор исходных требований, которым должен удовлетворять исследуемый многокаскадный усилитель. Совокупность таких требований вытекает непосредственно из области его дальнейшего применения. Так в настоящей работе предполагается использование синтезированной модели многокаскадного усилителя для анализа его нелинейных свойств, т.е. необходимо, чтобы в отсутствии помехи он обеспечивал требуемое усиление при минимально возможном коэффициенте шума. На втором этапе производим выбор моделей транзисторов и моделей согласующих цепей. Как уже было показано ранее, опреде ление параметров нелинейной модели транзистора является само 4 стоятельной научной задачей, во многом определяющей как точ ность модели самого усилителя, так и точность его линейных и не-линейных характеристик. Поэтому предложенная в данной работе методика определения параметров нелинейной модели полевого транзистора играет важную роль при синтезе многокаскадного усилителя на его основе.
Теоретический анализ усиления собственных шумов усилителя в присутствии интенсивной помехи в нелинейном режиме
Для измерения коэффициента интермодуляции 3-го порядка усилителя на его вход, как правило, подаются два сигнала, имитирующих помехи, с одинаковыми уровнями и с частотами f\ и/2, соответствующими частотам двух соседних каналов, ближайших к частоте настройки приемника/с.
Восприимчивость радиоприемника по интермодуляции определяется по критерию допустимого значения коэффициента интермодуляции, в качестве которого обычно принимается инт_доп=0, что соответствует уровню помехи на выходе, равному выходному сигналу приемника, работающего на грани пороговой чувствительности. Порогом восприимчивости приемника по интермодуляции является максимальная допустимая входная мощность помех вх(/і)= вх(/2), соответствующая А"инт_доп. Величины А инт_доп и допустимая мощность помех нормируются стандартами на различные виды радиоэлектронной аппаратуры.
Восприимчивость радиоприемника по интермодуляции выше, чем восприимчивость по всем другим эффектам, вызванным действием внеполосных помех [11]. С этим обстоятельством связана особая роль интермодуляционных помех в проблеме обеспечения ЭМС РЭС. Так в [11] приводятся сведения о том, что в подвижных службах радиосвязи метрового диапазона к интермодуляции в приемниках относится до 70% случаев всех помех, связанных с влиянием основных и неосновных излучений передатчиков.
В отличие от радиоприемника в целом, эффект интермодуляции для МШУ характеризуется не коэффициентом интермодуляции Кинт а абсолютной величиной мощности интермодуляционного сигнала Ринт- Это связано с тем, что определение Кинт связано с понятием чувствительности, которое для усилителя лишено смысла.
Для оценки нелинейности входных радиоприемников вообще и усилителей, в частности, по критерию интермодуляции зарубежные специалисты широко используют параметр IP, (intercept point) [34,35]. IP находится как точка пересечения двух прямых, одна из которых соответствует линейному режиму усилителя, вторая - нелинейному режиму, при котором возникает интермодуляция [30,31]. Несмотря на общепризнанную плодотворность данного метода, в нашей стране он пока не получил заметного распространения.
Одним из причин этого являются нераскрытость физической сущности данного параметра, отсутствие увязки его с требованиями стандартов к интермодуляционной избирательности приемников, отсутствие этого параметра в технических условиях и справочниках на отечественные полупроводниковые приборы. Поэтому постараемся раскрыть физическую сущность параметра IP в соответствии с [15].
Для этого рассмотрим наиболее «тонкое» из нелинейных явлений - интермодуляционное искажение 3-го порядка, один из вариантов которого представлен на рис. 2.3. На рисунке Pi, Р0 - мощности колебания на входе и выходе четырехполюсника; Кр - коэффициент усиления по мощности в линейном режиме; Р01 =KpPj - выходная мощность линейно усиленного входного колебания; Р0з - выходная мощность интермодуляционного колебания 3-го порядка (при этом на входе действуют два колебания мощностью Pi каждое); Pi3 - мощность того же интермодуляционного, пересчитанная ко входу четырехполюсника, т.е. РІЗ =Р(«/Кр; IP - мощность колебаний, соответствующая точке пересечения линейно экстраполированных зависимостей P01(Pj) и РозОч). причем 1Р03 относится к мощностям выходных колебаний, а IPj3 - входных; KPj- точка компрессии (compression point), по входным сигналам, зависимости Рої (Pi), т.е. при Р; KPj эта зависимость становится нелинейной. Здесь и далее используются символы, обычно применяемые в литературе при обсуждении вопросов, связанных с IP.
Эффективное напряжение гармонического интермодуляционного колебания 3-го порядка, возникающего в четырехполюснике, пересчитанное к его входу [11],
Механизм адаптивного управления характеристиками ЭМС многокаскадного усилителя
Как и в случае блокирования, можем обобщить полученные результаты на случай многокаскадного усилителя с числом каскадов более двух. Для этого рассмотрим аналогичные характеристики трехкаскадного усилителя, рассчитанные в электронной среде Serenade. На рис. 2.7 представлены зависимости ИП третьего порядка исследуемого трехкаскадного усилителя в присутствии помехи от коэффициентов усиления первого и второго каскадов. После анализа данных зависимостей можно сформулировать вывод, который заключается в том что для уменьшения уровня ИП третьего порядка в многокаскадном усилителе необходимо уменьшать коэффициент усиления начальных каскадов, компенсируя его увеличением усиления в последующих каскадах, таким образом, чтобы. Как уже было сказано ранее одной из важных задач, при разработке многокаскадных усилителей является задача оптимального распределения усиления между каскадами, с целью минимизации нелинейных эффектов, возникающих в таких устройствах. Для решения данной задачи коэффициент усиления исследуемого многокаскадного усилителя задавался равным коэффициенту усиления одиночного каскада. Однако в реальном случае, усилитель должен обеспечивать коэффициент передачи, соответствующий числу каскадов, из которых сс-стоит усилитель. Поэтому в дальнейшем, для исследования нелинейных характеристик многокаскадного усилителя, будем использовать усилитель с АЧХ, представленной на рис. 1.9.
Теперь рассмотрим задачу о влиянии числа каскадов многокаскадного усилителя на его нелинейные характеристики. Для этого, как и при рассмотрении задачи оптимального распределения, будем использовать характеристики блокирования и интермодуляции. Причем, интермодуляционный эффект будем характеризовать не только продуктом третьего порядка, но также и нелинейным параметром IP3. Для этого в электронной среде Serenade рассчитаем уровни продуктов, соответствующих изучаемым нелинейным эффектам.
На рис. 2.8 приведены амплитудные характеристики блокирования, полученные для одного (кривая 1), двух (2), трех (3), четырех (4) и пяти (5) каскадов усиления (точками отмечены значения, полученные экспериментально). Увеличение числа каскадов исследуемого усилителя до пяти необходимо для лучшего понимания тенденции поведения нелинейных характеристик. При дальнейшем анализе кривых можно сказать, что увеличение числа каскадов приводит к уменьшению значения ВГДД по блокированию. Рассмотрим условия, приводящие к такому эффекту: в первом каскаде происходит нелинейное взаимодействие помехи и полезного сигнала, которое приводит к его уменьшению на выходе, в сравнении со случаем отсутствия помехи. В результате, на выходе первого каскада наблюдается помеха, усиленная в соответствии с величиной коэффициента усиления, и полезный сигнал, который усилен каскадом, но ослаблен действием сильной помехи. Затем, данные составляющие попадают на вход второго каскада. Однако, так как уровень помехи на входе второго каскада больше, чем уровень помехи на входе первого каскада, то и ее воздействие на сигнал будет более сильным. Следовательно, эффект блокирования сигнала будет наблюдаться раньше, чем блокирование в первом каскаде. Поэтому величина ВГДД второго каскада будет на 10 дБ меньше (Aj). В последующих каскадах механизм взаимодействия сигнала и помехи будет зависеть от ограничительных свойств каскадов: относительная величина усиления помехи будет постепенно уменьшаться, пока ее уровень не достигнет величины насыщения. Ограничение помехи, в свою очередь, будет влиять на величину ВГДД по блокированию многокаскадного усилителя, относительное изменение которой будет уменьшаться с увеличением числа каскадов усиления. Так относительная величина уменьшения ВГДД для трехкаскадного усилителя (А2), по сравнению с двухкаскадным, составляет, -9 дБ. В случае же четырех и пяти каскадов усиления это уменьшение по сравнению с предыдущим каскадом составляет -7 дБ (А3) и -3 дБ (А4), соответственно.
Интермодуляционный эффект на выходе усилителя характеризуем продуктом третьего порядка Риит двух помех с равной мощностью на входе с частотами fj и f2, комбинационная частота которых 2f2-fi=fc попадает на частоту сигнала fc. Порог восприимчивости по интермодуляции определим величиной мощности помех Рв"і=Р2 образующих продукт, равный -70дБВт на выходе усилителя.
Как уже было сказано ранее, существует особенность образования интермодуляционного продукта третьего порядка в многокаскадном усилителе. Поэтому задачей данной работы было не только изучение влияния числа каскадов усилителя на его интермодуляционные характеристики, но и выявление уровня каждой составляющей ИП исследуемого усилителя. Напомним, что в отличие от стандартного случая одиночного каскада интермодуляционный продукт третьего порядка n-го каскада многокаскадного усилителя складывается из следующих составляющих:
