Выбор сигнальных форматов для перспективных СРНС и их гидроакустических функциональных дополнений Боровицкий Дмитрий Сергеевич

Содержание к диссертации

Введение

1 Современное состояние и направления дальнейшего развития спутниковых радионавигационных систем 13

1.1 Структура спутниковых радионавигационных систем 13

1.2 Принципы работы СРНС 14

1.3 Требования к СРНС 16

1.4 Архитектура существующих СРНС, их текущее состояние 16

1.5 Навигационные сигналы современных СРНС

1.5.1 Общие сведения о сигналах СРНС 19

1.5.2 Сигналы системы ГЛОНАСС 21

1.5.3 Сигналы СРНС GPS 24

1.5.4 Сигналы СРНС Galileo и Beidou 27

1.5.5 Сигналы QZSS и IRNSS 29

1.5.6 Дальнейшие пути модернизации пользовательского радиоинтерфейса СРНС 29

1.6 Средства функциональных дополнений СРНС 30

1.6.1 Система дифференциальной коррекции и мониторинга 30

1.6.2 Глобальная система дифференциальных поправок WAAS 31

1.6.3 Глобальная система дифференциальных поправок EGNOS 32

1.6.4 Системы и средства подводной навигации 32

1.7 Выводы по главе 1 34

2 Исследование эффективности оверлейного кодирования в модернизированных радиоинтерфейсах gps и глонасс 36

2.1 Каскадные дальномерные коды 36

2.2 Корреляционные функции сигналов с каскадным кодированием 37

2.3 Корреляционные характеристики перспективных сигналов GPS с каскадным кодированием 39

2.4 Влияние частотных расстроек на уровень ПМД при каскадном кодировании 43

2.5 Резюме по корреляционным характеристикам оверлейных кодов 45

2.6 Возможность сокращения времени поиска за счет оверлейного кодирования 46

2.7 Потенциальный выигрыш по времени поиска для перспективных сигналов СРНС с оверлейным кодированием 49

2.8 Влияние оверлейных кодов на процедуру битовой синхронизации 50

2.9 Моделирование битовой синхронизации по оверлейному коду 2.9.1 Общие замечания 60

2.9.2 Достоверность синхронизации при оверлейном кодировании 61

2.9.3 Временные затраты на синхронизацию по оверлейному коду 64

2.9.4 Ошибки в демодуляции символов 64

2.10 Выводы по главе 2 66

3 Разработка гидроакустического сигнала системы позиционирования подводных объектов в условиях медленных замираний в канале 67

3.1 Особенности гидроакустического канала 67

3.2 К выбору способа модуляции гидроакустического канала 69

3.3 Постановка задачи 71

3.4 Энергетика канала 72

3.5 Структура гидроакустического сигнала

3.5.1 Вводные замечания 77

3.5.2 Преамбула гидроакустического сигнала 77

3.5.3 Информационное сообщение

3.6 Устранение межсимвольной интерференции, обусловленной многолучевым распространением гидроакустического сигнала 91

3.7 Выводы по главе 3 95

4 Разработка гидроакустического сигнала системы позиционирования подводных объектов в условиях быстрых флюктуаций в канале 97

4.1 Выбор и обоснование типа модуляции сигнала для гидроакустического канала с

быстрыми замираниями 97

4.1.1 Выбор способа модуляции гидроакустического сигнала и определение вероятности символьной ошибки в канале связи 97

4.1.2 О пропускной способности некогерентного MFSK канала 99

4.2 Уточнение структуры навигационного гидроакустического сигнала 101

4.2.1 Общие замечания 101

4.2.2 Преамбула гидроакустического сигнала 102

4.2.3 Информационное сообщение 107

4.2.4 Помехоустойчивость сигнала в райсовском канале 112

4.2.5 Примеры выбора сигнального формата 1 4.3 Точность измерения запаздывания некогерентного пакета 118

4.4 Выводы по главе 4 121

Заключение 122

Список использованной литературы 124

• Навигационные сигналы современных СРНС
• Корреляционные характеристики перспективных сигналов GPS с каскадным кодированием
• К выбору способа модуляции гидроакустического канала
• Общие замечания

Введение к работе

Актуальность темы исследования. Спутниковые радионавигационные системы (СРНС) (в частности, отечественная система ГЛОНАСС) являются универсальным средством для глобального координатно-временного и навигационного обеспечения пользователей на поверхности Земли и в околоземном пространстве. В настоящее время СРНС находятся в стадии модернизации пользовательских радиоинтерфейсов. Одним из трендов является введение оверлейного кодирования, целями которого могут быть улучшение корреляционных свойств дальномерных сигналов и характеристик битовой синхронизации данных.

Навигационные сигналы СРНС испытывают сильное затухание в водной среде и непригодны для позиционирования под водой. Средства автономной навигации подводных объектов, измерительные системы, построенные на базе сигналов оптического диапазона, не способны в силу своих недостатков самостоятельно обеспечить высокую точность навигации при выполнении достаточно продолжительных подводных миссий. В свою очередь акустические сигналы по сочетанию «дальность-погрешность измерений» в водной среде имеют существенный выигрыш перед сигналами радио и оптического диапазонов. На базе акустических сигналов разработаны и успешно эксплуатируются разнообразные системы и комплексы подводной связи, локации и навигации. Накопленный за предыдущие десятилетия опыт позволяет реализовывать режимы навигации под водой акустическими методами с субметровой точностью на дистанциях в несколько километров.

Особенностью подводной навигации, в отличие от навигации в других средах, является сильное ослабление и искажение гидросферой навигационного поля, что приводит к ограничению размеров типовой зоны навигационного обслуживания под водой до масштабов локальной системы. Расширение размеров такой зоны применением энергетических мер невозможно и может быть реализовано только путем наращивания в акватории количества локальных навигационных систем. Как следствие, возникает проблема отождествления пространственно-временных параметров подводного объекта, определяемых перед погружением по СРНС, а затем под водой по другим системам и средствам, функционирующим в собственных системах координат и шкалах времени.

Тенденции развития СРНС и средств подводной навигации таковы, что в вопросах синтеза сигналов подобных систем традиционно существует достаточно обширное поле для аналитических методов. Хотя задача синтеза навигационных сигналов является очень специфической, для СРНС и гидроакустических систем навигации применим единый подход в выборе сигналов. Современные навигационные системы основаны на использовании широкополосных сигналов, которые имеют солидный набор преимуществ по сравнению с простыми сигналами. В итоге, соблюдая общий подход при синтезе навигационных сигналов, можно успешно решить задачи модернизации радиоитерфейсов СРНС и разработки сигнала для гидроакустических СФД.

Цели и задачи работы. Целью диссертационного исследования является выработка рекомендаций по совершенствованию сигналов радио- и гидроакустических навигационных систем. Для достижения поставленной цели требовалось решить следующие задачи:

1. Исследовать влияние оверлейного кодирования на корреляционные характеристики навигационных сигналов СРНС, а именно оценить влияние уровня боковых лепестков

автокорреляционной функции оверлейного кода на значение средней мощности помехи множественного доступа (ПМД) и определить оптимальную структуру внутреннего кода для минимизации максимального выброса взаимной корреляции.

1. Получить выражение для оценки времени поиска сигналов с каскадной архитектурой, и на его основании выявить преимущества оверлейной конструкции в части процедуры осуществления холодного старта навигационного приемника.

2. Проанализировать влияние оверлейного кодирования на процедуру битовой синхронизации данных, передаваемых в составе навигационного сигнала, и определить выигрыш (или проигрыш) каскадных кодов по сравнению с традиционными сигналами СРНС и сигналами с манчестерским кодом в части достоверности и скорости синхронизации, а также правильности демодуляции битовых символов.

3. Синтезировать гидроакустические сигналы для средств функциональных дополнений СРНС для случаев медленных и быстрых замираний в канале: определить их структуру, выбрать способ модуляции, а также рассчитать мощность передающего устройства.

4. Оптимизировать параметры преамбульной части гидроакустических сигналов для рассматриваемых случаев.

5. Составить перечень наилучших помехоустойчивых кодов для передачи навигационного сообщения в составе гидроакустического сигнала в медленно и быстро замирающих каналах.

Научная новизна работы. Новыми результатами, нашедшими свое отражение в работе, являются:

1. В части сигналов СРНС с оверлейным кодированием.

1. Получено аналитическое выражение для средней мощности ПМД ансамбля навигационных сигналов с оверлейным кодированием.

2. Проведено исследование влияния внешнего кода на ПМД при типичных для СРНС доплеровских расстройках.

3. Исследовано влияние оверлейного кода на продолжительность поиска навигационного сигнала в режиме холодного старта, а также произведена оценка потенциального выигрыша по времени поиска для перспективных сигналов СРНС с оверлейным кодом.

4. Выявлены преимущества новой конструкции дальномерного кода при проведении процедуры битовой синхронизации по сравнению с традиционным сигналом и сигналом с манчестерским кодированием.

2. В части разработки гидроакустических сигналов для средств функциональных
дополнений СРНС в каналах с медленными и быстрыми замираниями.

2.1. Произведена оценка энергетики канала.

2. Предложена структура гидроакустического сигнала в каждом рассмотренном случае, произведен выбор способа модуляции, выбраны параметры преамбулы.

3. Предложен каталог помехоустойчивых кодов, пригодных для кодирования потока данных в зависимости от целей разработчика (по выбору скорости передачи данных, аппаратной сложности, доступного энергоресурса).

Внедрение результатов работы. Теоретические и практические результаты диссертационного исследования использованы в нижеследующих научно-исследовательских работах (НИР):

1. НИР «Сигнал-РИРВ». Разработка предложений по определению классов обслуживания пользователей сигналами с открытым доступом. Оптимизация форматов кодирования и модуляции перспективных сигналов ГНСС ГЛОНАСС, предусмотренных «Концепцией развития навигационных сигналов ГНСС ГЛОНАСС». 2008 г.

2. НИР «Сигнал-РИРВ». Разработка спектрально эффективных модуляционных форматов навигационных сигналов СРНС ГЛОНАСС. 2009 г.

3. НИР «Сигнал-РИРВ». Исследование нелинейных методов уплотнения (типа AltBOC) перспективных сигналов ГЛОНАСС. Обобщение основных результатов исследований, выполненных РИРВ в рамках НИР «Сигнал». 2011 г.

4. НИР «Комплекс-РИРВ». Комплексные исследования и научно-техническое обоснование направлений развития и использования глобальной навигационной системы ГЛОНАСС, а также других систем и технологий координатно-временного и навигационного обеспечения, этап 3. Исследование направлений расширения функциональных возможностей системы ГЛОНАСС. 2011 г.

5. НИР «Развитие-РИРВ-Э1». Системные и комплексные научные исследования направлений развития системы ГЛОНАСС в части проведения эксперимента с использованием макета акустического гидромаяка и разработки предложений по перечню критически важных элементов перспективной системы ГЛОНАСС, этап 1. Комплексные и прикладные исследования направлений расширения пространственной зоны функционирования системы ГЛОНАСС в части проведения эксперимента с использованием макета акустического гидромаяка. 2012 г.

6. НИР «Развитие-РИРВ-Э2» Разработка концепции построения системы навигации на основе акустических гидромаяков и исследование путей навигационного обеспечения в помещениях для потребителей различного типа на основе псевдоспутников. 2013 г.

Методы исследования. Для решения поставленных в диссертационной работе задач были использованы методы теории сигналов, теории вероятностей и математической статистики, методы математического моделирования и численного анализа.

Практическая значимость работы. Практическим выходом диссертации являются разработанные варианты структуры гидроакустического сигнала для двух вариантов состояния канала, а также рекомендации по подбору оверлейного кода для разрабатываемого поколения радиоинтерфейсов СРНС.

Положения, выносимые на защиту:

7. Малый уровень боковых лепестков автокорреляционной функции (АКФ) оверлейного кода достаточен для близости средней мощности ПМД к теоретическому пределу 1/ N .

8. Если внутренний ансамбль каскадного кода является минимаксным, введение оверлейного кода увеличивает пиковый уровень ПМД, в противном же случае оверлейное кодирование может привести к снижению ПМД как в отсутствие, так и при наличии доплеровских расстроек.

3. Каскадная конструкция дальномерного кода может существенно сократить продолжительность процедуры поиска сигнала без потерь в уровне ПМД при условии соблюдения рекомендаций по выбору внутреннего и внешнего кодов.

4. Наличие оверлейной компоненты существенно ускоряет и облегчает процедуру битовой синхронизации по сравнению с традиционным сигналом и сигналом с манчестерским кодированием в случае, если внешний код обладает хорошими корреляционными свойствами.

5. В зависимости от состояния гидроакустического канала, а именно преобладания медленных или быстрых флюктуаций, необходимо использовать либо когерентные (в случае медленно замирающего канала), либо некогерентные сигналы.

6. Структура синтезированных гидроакустических сигналов в обоих рассмотренных случаях (медленных и быстрых замираний в гидроакустическом канале) включает преамбулу с хорошими автокорреляционными свойствами и навигационное сообщение, кодированное канальным кодом.

7. При типичных значениях энергетики гидроакустического канала для передачи данных наиболее эффективными помехоустойчивыми кодами являются сверточные коды и коды, основанные на итерационных методах декодирования (турбо, LDPC).

Апробация работы. Результаты работы докладывались и обсуждались на VI, VII и VIII международной конференции молодых ученых «Современные проблемы радиотехники и телекоммуникаций» (Севастополь, 2010–2012), на Всероссийской научно-технической конференции «Метрология гидроакустических измерений» (Москва, 2013), 64-й и 65-й Научной сессии, посвященной Дню Радио (СПб, 2009–2011); на 63-й конференции профессорско-преподавательского состава СПбГЭТУ «ЛЭТИ» (СПб, 2010); на XIV и XV конференции молодых ученых «Навигация и управление движением» (СПб, 2012–2013).

Публикации. Всего по теме диссертации опубликовано 15 работ. Из них пять работ опубликованы в центральных рецензируемых научных журналах, рекомендованных перечнем ВАК, одна работа в рецензируемом научно-техническом журнале, девять работ содержатся в сборниках материалов научных конференций. Получен один патент. При участии автора написано шесть отчетов по НИР.

Структура и объем работы. Диссертация содержит введение, четыре главы, заключение и библиографический список. Она изложена на 130 листах машинописного текста, содержит 55 рисунков, 15 таблиц, библиографический список включает 102 наименования.

Навигационные сигналы современных СРНС

Порядок использования сигналов СДКМ потребителям и системы ГЛОНАСС определяются Интерфейсным контрольным документом «Радиосигналы и состав цифровой информации функционального дополнения системы ГЛОНАСС. Системы дифференциальной коррекции и мониторинга».

Зона действия СДКМ распространяется на территорию Российской Федерации, но может быть расширена за её пределы до глобальной. В зоне обслуживания СДКМ с учетом корректирующих поправок погрешность определения места по ГНСС с вероятностью 0,95 и геометрическом факторе 1 не должна превышать 1 м. При этом должна обеспечиваться целостность навигационного поля СРНС ГЛОНАСС с вероятностью 0,99.

Система WAAS создана для достижения возможности использования GPS на всех стадиях полёта воздушного судна, включая точный выход к взлётно-посадочной полосе. Заявленная в спецификации WAAS точность 7,6 м (25 футов) как по горизонтали, так и по вертикали обеспечивается в 95% случаев. Реально система обеспечивает погрешность не более 1 м по горизонтали и 1,5 м по вертикали на большей части США, Канады и Аляски. Таким образом, система обеспечивает точность 1-й категории ILS, согласно которой погрешность должна быть не более 16 м по горизонтали и 4 м по вертикали.

Система EGNOS предназначена для улучшения работы систем GPS, ГЛОНАСС и Galileo на территории Европы и является аналогом американской системы WAAS. Зона действия EGNOS охватывает всю Европу, север Африки и небольшую европейскую часть России. Так же, как и WAAS, система состоит из сети наземных станций, главной станции, которая аккумулирует информацию от спутников GPS, ГЛОНАСС и Galileo, и геостационарных спутников EGNOS, через которые эта информация транслируется на GPS-приёмники, поддерживающие приём дифференцированных поправок.

Система EGNOS обеспечивает повышение точности GPS-ГЛОНАСС позиционирования до ±1,5 м на территории стран Западной и Центральной Европы, акватории Средиземного моря и части акватории Атлантического океана.

Радиогидроакустические системы (РГС) определения траектории движения подводных объектов (ПО) создаются на основе интеграции спутниковых и гидроакустических технологий. В РГС используются радиогидроакустические буи (РГБ) с гидроакустическим маяком-ответчиком (рисунок 1.7). Координаты РГБ определяются НАП СРНС, входящей в состав буя.

Для определения места ПО необходимо: – при определении места ПО на судне обеспечения или береговом посту (неавтономное определение) – передать на судно (береговой пост) со всех РГБ, установленных в полигоне, данные о текущих значениях географических координат РГБ и времени приема РГБ сигналов пингера, установленного на ПО и произвести расчет географических координат ПО по указанным выше данным. – при определении места ПО его бортовой аппаратурой (автономное определение) – определить координаты ПО относительно РГБ гидроакустическими методами, передать с РГБ на ПО данные о текущих значениях географических координат РГБ и произвести расчет географических координат ПО по указанным выше данным. V

При автономном определении места ПО при работе по одному РГБ целесообразно применять дальномерно-пеленгационный метод и метод крюйс-расстояния. Вариант использования одного РГБ возможен при местоопределении достаточно крупных автономных ПО, имеющих собственные гидроакустические и навигационные системы (комплексы).

При определении места малогабаритных ПО, на которых размещение элементов приемной гидроакустической антенны и навигационных средств (датчиков курса и скорости) невозможно, целесообразно применять вариант с использование нескольких РГБ и разностно-дальномерного (или дальномерного) метода определения координат.

Неавтономное определение места ПО реализуется при работе в полигоне, оборудованном несколькими РГБ. При определении координат разностно-дальномерным методом на судне или береговом посту по полученной от нескольких РГБ информации о времени приема сигнала, излученного с ПО, производится расчет разности этих времен. Каждая измеренная разность времен определяет (с учетом скорости распространения сигнала) на плоскости одну гиперболическую линию положения. В ячейке полигона, состоящей из четырех РГБ, можно определить только три независимых разности времен прихода сигнала (линий положения), а остальные будут линейно зависимыми. В последнее время развернуты работы по созданию нового класса технических средств обеспечения подводных работ – радиогидроакустических систем определения траектории движения ПО в полигонах, оборудованных РГБ. При этом координаты ПО определяются бортовой приемно-вычислительной аппаратурой, установленной на обеспечивающем судне или береговом посту, по информации о координатах РГБ (определяются для каждого буя по СРНС) и времени приема каждым РГБ сигналов гидроакустического пингера, установленного на ПО. В настоящее время РГС используются для обеспечения испытаний ПО (подводных аппаратов и т.п.) и слежения за легководолазами, а также при проведении поисковых работ под водой.

В первой главе диссертационной работы были рассмотрены современные действующие и разрабатываемые СРНС, раскрыта их структура, принцип действия, требования к ним и их архитектура, а также особое внимание уделено анализу сигналов таких систем. Отмечено, что функционирующие сегодня СРНС ГЛОНАСС и GPS находятся в стадии модернизации, в том числе и в части радиоинтерфейсов. Одним из трендов является продвижение систем в новые диапазоны частот. С другой стороны, предлагаются различные форматы модуляции и кодирования сигналов, причем каждое такое предложение имеет различные цели, но в целом направлено на повышение тактико-технических характеристик сигналов. Одним из таких предложений явилось так называемое оверлейное кодирование, подробно проанализированное во второй главе диссертационной работы.

Для преодоления недостатков СРНС, связанных с их недоступностью в условиях плотной городской застройки, густой растительности, под водой и пр. зачастую необходимо использовать СФД. В частности, гидроакустические средства функциональных дополнений СРНС позволяют осуществлять высокоточную навигацию надводных и подводных объектов. Основной трудностью при разработке таких систем является проектирование гидроакустического канала ввиду особенностей распространения акустических волн в водной среде. Третья и четвертая главы диссертационного исследования посвящены разработке сигналов для позиционирования водных объектов в условиях медленных и быстрых флюктуаций в гидроакустическом канале.

Выполнение требований потребителей при определении местоположения по СРНС и с помощью гидроакустических функциональных дополнений обеспечивается успешным решением задачи по синтезу навигационных сигналов для таких систем. Данная задача является весьма специфической, однако, для спутниковых и гидроакустических систем навигации применим единый подход в выборе навигационных сигналов. Современные навигационные системы основаны на использовании широкополосных сигналов, которые имеют ряд неоспоримых преимуществ по сравнению с простыми сигналами, что и обусловило их широкое применение. Таким образом, придерживаясь единого подхода при синтезе навигационных сигналов, можно успешно решить задачи модернизации радиоитерфейсов СРНС и разработки сигнала для их гидроакустических СФД. Особо стоит отметить, что процедура выбора параметров для гидроакустического сигнала является мало освещенной в мировой литературе, где описаны ряд удачных решений применительно к конкретной акватории. Использование методов синтеза широкополосных сигналов применительно к задаче разработки гидроакустического сигнала позволит осуществить выбор его параметров в зависимости от условий распространения акустических волн в водной среде.

Корреляционные характеристики перспективных сигналов GPS с каскадным кодированием

В рамках классических вариантов общедоступных радиоинтерфейсов GPS и ГЛОНАСС по завершении процесса ввода следящего измерителя псевдодальности до конкретного КА время прихода сигнала последнего на вход приемника определено однозначно лишь в пределах периода дальномерного сигнала, т.е. одной миллисекунды. В то же время при принятой скорости потока навигационных данных 50 бит/с длительность одного информационного бита составляет 20 мс. Для демодуляции и декодирования этого потока необходима фиксация положения границ битов, иными словами, битовая синхронизация. Понятно, что для ее осуществления необходимо проверить 20 гипотез о возможных временных положениях границ Рисунок 2.8 – Битовый поток (а) по отношению к опорам корреляторов (б) принятых битов относительно 20-миллисекундных меток местного эталона. Хотя способы выполнения этой операции могут варьироваться в конкретных деталях от одной модели приемника к другой, в основе всех их лежит вычисление и последующее сравнение между собой корреляций принятого потока данных с 20-ю репликами опоры, равномерно сдвинутыми по времени с шагом в 1 мс. Так, для радиоинтерфейса GPS после снятия C/A кода битовая последовательность с длительностью «ступеньки» 20 мс (рисунок 2.8, а) коррелируется с двадцатью опорами в виде прямоугольников, каждый из которых запаздывает на 1 мс по отношению к предшествующему (рисунок 2.8, б). Расчет делается на то, что одна из этих опор обязательно полностью совпадет по времени с приходящим битом (сплошная линия на рисунок 2.8 ,б), признаком чего будет наибольшее абсолютное значение ее корреляции с принимаемым колебанием. Однако для проявления этого эффекта необходимо наличие смены знака между наблюдаемыми битами. Так как смена знака носит вероятностный характер и имеет место примерно в половине переходов между битами, на осуществление надежной битовой синхронизации придется затратить такое время, за которое смена знака произойдет почти наверняка. Иными словами, даже при гипотетическом отсутствии шума потребуется наблюдение потока данных в течение достаточно большого числа битовых интервалов. Например, для гарантии появления хотя бы единственной смены знака с вероятностью порядка 0,99 понадобится прием как минимум восьми бит.

Отчасти в радиоинтерфейсе ГЛОНАСС предусматривается нейтрализация подобного дефекта благодаря «пробивке» (манчестер-кодированию) битовой последовательности меандром периода 20 мс, обеспечивающей появление излома полярности в середине каждого бита. Тем не менее, этот прием не освобождает от нужды в наблюдении многих битов. Поясним, почему для однозначной фиксации границ битов вновь необходима хотя бы однократная смена знака на наблюдаемом отрезке. Предположим, принят поток одинаковых, скажем, нулевых битов, показанный на рисунке 2.9, а с t

Неоднозначность фиксации границ битов из-за «обратной работы» истинными границами битов, помеченными пунктиром. С другой стороны, рассмотрим последовательность противоположных (единичных битов), сдвинутую относительно первой на половину периода меандра (рисунок 2.9, б). Понятно, что такие две последовательности неотличимы друг от друга, так что для однополярного потока данных вероятность полупериодной ошибки в битовой синхронизации равна 0,5. В результате, для однозначной фиксации границ бита с вероятностью более 0,99 потребуется последовательность той же минимальной длины в восемь бит, что и при работе по сигналам GPS.

Радикальная возможность обойти обсуждаемую преграду состоит в наложении на первичный дальномерный код оверлейной последовательности с периодом, равным длительности бита навигационных данных. Именно такая схема положена в основу архитектуры пользовательского интерфейса L5 GPS, где дальномерный код периода 1 мс вначале манипулируется оверлейным кодом, период которого в реальном времени составляет 10 мс, после чего результирующий каскадный код манипулируется потоком навигационных

данных с брутто-скоростью 100 бит/с. В роли оверлейной при этом выступает

десятиэлементная (Nov =10) последовательность Ньюмана-Хофмана вида + + + Н 1 ь-.

Достоинством ее является независимость максимального уровня побочных корреляций с местной опорой от наличия или отсутствия смены полярности бита в окне наблюдения. Действительно, предположим, что в поступающем на приемник сигнале все биты в течение наблюдений имеют одну и ту же полярность. Тогда корреляции десяти местных опор в виде сдвинутых на один символ реплик кода Ньюмана-Хофмана и последовательности отсчетов после снятия внутреннего дальномерного кода попросту воспроизведут значения периодической (называемой также четной) АКФ оверлейного кода с истинным или противоположным знаком.

Пусть теперь в окне наблюдений происходит смена знака бита данных. Разумеется, для «правильной» опоры это повлияет лишь на знак корреляции, не учитываемый далее, поскольку в ходе установления битовой синхронизации истинные значения битов недоступны и все решения приходится основывать лишь на абсолютных значениях корреляций. Для смещенных же опор теперь корреляторы выдадут значения так называемой нечетной АКФ оверлейного кода, представляющей собой периодическую ВКФ «сдвоенной» последовательности, образованной присоединением к исходной ее инверсии (в нашем случае с начальным кодом ( + + + Н 1 ь - ). Рисунок 2.11 свидетельствует, что для оверлейного кода интерфейса L5 GPS нечетная АКФ имеет тот же уровень побочных лепестков, что и четная. Это, в свою очередь, означает, что наличие изломов полярности битов в наблюдаемом окне не увеличивает риск ложной фиксации границ битов.

К выбору способа модуляции гидроакустического канала

Как результат предварительной проработки можно рекомендовать следующую структуру гидроакустического сигнала [71]. Первым фрагментом структуры служит преамбула в виде псевдослучайной последовательности (ПСП) с хорошими автокорреляционными свойствами, служащая для обнаружения сигнала, измерения времени его прихода и адаптации эквалайзера либо компенсатора, подавляющего многолучевую межсимвольную интерференцию. За преамбулой следует поток цифровой информации, передаваемой с помощью квадратурной фазовой модуляции (КФМ) и канального кода со скоростью г 1/2 [72]. Рассмотрим эти составляющие более подробно.

Для преамбулы в соответствии с ее предназначением необходима ПСП с малым уровнем бокового лепестка автокорреляционной функции (АКФ). Будем считать элементарный импульс (чип) прямоугольным. Как уже сказано, одной из задач преамбулы является обучение эквалайзера/компенсатора, для чего необходимы обнаружение и оценка задержки многолучевой помехи. Пусть максимальное запаздывание такой помехи относительно сигнала равно тmax .

Начнем с простейшего варианта структуры преамбулы, представляющей собой некоторый отрезок апериодической ПСП, отделенный паузой длительности Т тmax, защищающей последующий информационный поток от интерференции со стороны преамбулы. Эпюра гидроакустического сигнала с преамбулой такого вида приведена на рисунке 3.3.

Как сказано, помимо обнаружения сигнала преамбула призвана обеспечить возможность измерения временного положения как прямого сигнала, так и многолучевой помехи. Точность измерения запаздывания, как известно, повышается с расширением полосы сигнала W [73-76]. Оценивая последнюю шириной главного лепестка спектра, можно положить W = 2/А, где А -длительность чипа преамбулы. Тем самым, для длительности чипа имеем A = 2/W, т.е. А « 667 мкс при /0 = 10 кГц и Д 222 мкс при /0 = 30 кГц.

Следующим принципиальным шагом является выбор длительности преамбулы или, что равносильно, ее длины N в числе чипов. При этом следует руководствоваться следующими требованиями: A энергия преамбулы должна быть достаточной для надежного обнаружения не только полезного сигнала, но и многолучевой помехи уровня, указанного в задании; - уровень боковых лепестков апериодической автокорреляционной функции (АКФ) ПСП должен быть достаточно низким, чтобы исключить перепутывание боковых лепестков с основным; АКФ ПСП должна быть настолько хорошей, чтобы основной лепесток многолучевой помехи оговоренной интенсивности был отчетливо различим на фоне боковых лепестков прямого сигнала. Совместное удовлетворение этих критериев в рамках цифр, установленных заданием, достижимо уже при длине преамбулы порядка N = 400 чипов. Действительно, при минимальном отношении сигнал-шум в полосе сигнала q0 = 0 дБ накопленное в течение преамбулы отношение сигнал-шум составит qpr = 26 дБ, чего с избытком хватит для обнаружения сигнала с высокой надежностью (см. ниже). Если считать, что использование эквалайзера/компенсатора целесообразно, начиная с уровня многолучевой помехи -10 дБ по отношению к прямому сигналу, отношение сигнал-шум для такой помехи составит 16 дБ, что обеспечит приемлемую надежность обнаружения наряду с сигналом и первой многолучевой помехи. С другой стороны, даже в классе бинарных последовательностей можно отыскать такие, у которых уровень максимального бокового лепестка импульсной АКФ не превысит1/-JN , т.е. -26 дБ, иначе говоря, боковые лепестки АКФ прямого сигнала окажутся на 16 дБ ниже основного лепестка помехи, уровень которой, в свою очередь, на 10 дБ ниже уровня сигнала. Последнее означает, что при обнаружении помехи боковые лепестки прямого сигнала по влиянию идентичны шуму, снижая отношение сигнал-шум примерно на 3 дБ. Уточнение длины преамбулы N целесообразно связать с выбором конкретной ПСП. Последняя задача, естественно, сводится к оптимизации последовательности по критерию минимума бокового лепестка апериодической АКФ в классе, ограниченном заданным алфавитом. С точки зрения упрощения процедур формирования и обработки наиболее привлекательны последовательности бинарного алфавита, т.е. составленные из символов ±1. Глобальная оптимизация подобных ПСП по названному критерию предполагает полный перебор на множестве всех двоичных векторов заданной длины JV, что абсолютно невыполнимо уже при длине порядка нескольких десятков. Поэтому на практике получили распространение процедуры перебора на заранее ограниченном множестве ПСП, в частности на множестве последовательностей, обладающих малым уровнем бокового лепестка периодической АКФ. Смысл подобной процедуры состоит в следующем. Пусть ра max и р max соответственно максимальные боковые лепестки апериодической (импульсной) и периодической АКФ ПСП. Тогда, поскольку [7]

Pa,max — Pp,max / 2 , ПСП с малыми импульсными боковыми лепестками можно найти только среди последовательностей с малыми боковыми лепестками периодической АКФ. Так как апериодическая АКФ в противоположность периодической меняется при циклическом сдвиге, можно искать приемлемые импульсные ПСП среди циклических сдвигов однопериодных сегментов последовательностей с малым, в частности, минимаксным уровнем боковых лепестков периодической АКФ.

Среди минимаксных (обладающих минимально возможным значением р max ) бинарных последовательностей к числу наиболее ценных в прикладном плане относятся последовательности Лежандра. Особый интерес к ним обусловлен их существованием для весьма плотного набора длин N, именно для любых простых длин N 3. Текущий символ at последовательности Лежандра формируется согласно правилу [7]

Как видно, строго говоря, минимаксными оказываются только последовательности Лежандра длин N = 4h + 3 , однако и последовательности длин N = 4h +1 пригодны для поиска приемлемых импульсных ПСП согласно описанной выше методике. Придерживаясь выбранного ранее ориентира N« 400, видим, что ближайшими к нему простыми длинами являются N = 389,397,401,409,419. Выполнив оптимизацию однопериодных сегментов этих последовательностей по циклическим сдвигам, придем к ПСП с максимальными боковыми лепестками апериодической АКФ, значения которых даны в таблице 3.2. Представляется разумным остановить выбор на длине iV = 401, соответствующей уровню бокового лепестка Pa max 28,54 дБ, который на 2,5 дБ ниже предварительной оценки минус 26 дБ.

Общие замечания

Наибольшее значение N в каждой из таблиц и есть искомая величина, достаточная для достижения требуемой вероятности ошибки. Для примера рассмотрим случай для W = 3 кГц, /? = 5-10 2, а = 10 5. Как видно из первой таблицы в этом случае N = 12. На рисунке 4.3 приведены частотный код и автокорреляционная функция (АКФ) такой решетки. Отметим, что подобная решетка обеспечивает минимально возможный уровень бокового лепестка для данной решеток найденных размерностей не составляет большого труда. Некоторые из них могут быть найдены в литературе, например в [99]. В противном случае решетки могут быть найдены путем полного перебора в любой среде для математического моделирования, к примеру, в Matlab. Отобранные решетки при W = 3 кГц приведены в таблице 4.1. Для случая W = 9 кГц решетки имеют вид NxN, т.е. решеток без совпадений. К примеру, для р = 5-10-2, а = 10 5-решетка имеет вид [1,2,3].

Отметим также, что при небольших размерах М xN поиск оптимальных решеток возможен с помощью перебора, причем некоторые готовые конструкции можно найти, например, в [99]. Конструирование подходящих решеток при М = рт , где р - простое, а т -натуральное, осуществимо также на основе кодов Рида-Соломона.

В п. 4.1 обоснована целесообразность построения цифрового гидроакустического канала связи на основе частотной манипуляции (ЧМ) с некогерентной обработкой принятого сигнала. При этом для достижения максимально возможной надежности связи следует выбирать число используемых частот М максимально возможным в рамках фиксированной полосы канала W,

требуемой скорости передачи данных R и времени корреляции канала tc. Ограничение М сверху, связанное с условием ортогональности посылок разных частот, имеет вид M/log2M W/R [67]. Ориентируясь на указанные исходные данные, можно заключить, что

при сочетании минимальной скорости с максимальной шириной полосы канала указанное ограничение допускает применение до восьмидесяти частот. Ограничение, связанное с параметром tc, оказывается более жестким. Действительно, длительность посылки Ts не

должна превышать некоторой доли а времени корреляции tc, иначе из-за замираний в канале

будет разрушена внутренняя когерентность посылок, т. е. опять же их взаимная ортогональность. Так как число ортогональных сигналов определяет размерность сигнального

108 пространства, ограниченную, в свою очередь, частотно-временным ресурсом WT,

максимальное число частот подчиняется ограничению М к WT aWtc. Например, при времени корреляции порядка 10 мс и а 0.2, для узкополосного (W = 3 кГц) и широкополосного (W = 9 кГц) случаев имеем М 6 и М 18 соответственно. В целях упрощения аппаратной реализации остановимся в качестве первого шага на ЧМ с малыми объемами алфавита М є {2, 3, 4}.

Поскольку мощность многолучевой помехи заметно ниже мощности прямого луча, глубина амплитудных замираний относительно мала, что позволяет в первом приближении пренебречь влиянием амплитудных флюктуаций на качество приема. Кривые помехоустойчивости некогерентного приема ЧМ [67] показывают, что даже в незамирающем

канале удержание вероятности битовой ошибки на уровне 10 при М = 4 возможно лишь при отношении сигнал-шум на бит не менее 9,5 дБ. Столь завышенные требования к энергетике канала вынуждают искать выход в применении эффективных канальных кодов. В классе линейных кодов особое место занимают циклические, содержащие все циклические сдвиги всех своих кодовых слов. В настоящее время известно лишь несколько продуктивных конструкций циклических кодов с предсказуемой исправляющей способностью и приемлемой скоростью. К числу наиболее интересных и популярных среди них относятся коды БЧХ.

Используем для обозначения кода обычную символику {п, к), где п - длина кода, а к -число М-ичных информационных символов. Начнем с рассмотрения примитивных двоичных (М = 2) кодов БЧХ. Указанные коды имеют длину п = 2т -1, где т - натуральное. Пусть qs и ps - отношение сигнал-шум и вероятность ошибки на кодовый символ соответственно. Для кода скорости r = k/n qs = 2r(,b/J/Vr0). При декодировании в пределах расстояния истинное кодовое слово будет принято за ошибочное только при числе символьных ошибок /, превышающем число гарантированно исправляемых ошибок t. Поэтому вероятность ошибочного декодирования слова Pw ограничена сверху как [78]: "w - 2-І \Ps1 Ps) , (412) l=t+1- где вероятность символьной ошибки для М = 2 [67] ps = 0.5expy-qs /4). (4.13) На рисунке 4.4 приведены построенные согласно (4.12), (4.13) зависимости вероятности битовой ошибки Pb Pw/2 от отношения сигнал-шум на бит для двоичных БЧХ-кодов скорости г «1/2: (7, 4) - кривая 7, (31, 16) - кривая 2, (63, 30) - кривая 3, (127, 64) - кривая 4, а 109 также для кода Голея (24, 12) - кривая 5, вместе с кривой 6, отвечающей некодированной бинарной ЧМ. Как можно видеть, при требуемой вероятности ошибки на бит Рb=10 выигрыш от кодирования даже для самого мощного (127, 64)-БЧХ кода не превосходит 1,5 дБ.

Рисунок 4.6 - Кривые вероятности битовой ошибки для четверичных БЧХ-кодов Более мощным инструментом борьбы с канальным шумом оказываются сверточные коды [78]. Ограничимся случаем двоичной (М = 2) ЧМ. Пусть декодирование сверточного кода осуществляется с помощью "мягкого" алгоритма Витерби [78], [80]. В таблице 4.2 представлены значения энергетического выигрыша от кодирования для некоторых лучших сверточных кодов с длиной кодового ограничения т 9 относительно некодированной двоичной ЧМ при двух вероятностях битовой ошибки: Рb=10 4 и 10 . Как следует из приведенных данных, сверточное кодирование со скоростью г = 1/2 (строки 2-5) позволяет существенно повысить помехоустойчивость проектируемой линии связи, выигрывая у некодированной передачи от 4,8 до 5,9 дБ при Рb =10 . Если считать приемлемыми скорость передачи 1 кбит/с и вероятность битовой ошибки Рb=10 , коды из указанных строк обеспечивают работоспособность гидроакустической линии при отношении сигнал-шум в полосе канала q02 1,6 дБ.