Содержание к диссертации
Введение
1 Современное состояние и перспективные направления развития корреляционных пеленгаторов 14
1.1 Классификация методов пеленгования в комплексах радиомониторинга 14
1.2 Сравнительный анализ одно- и многопозиционных корреляционных пеленгаторов 16
1.3 Алгоритм и структура КП с автономными гетеродинами 28
1.4 Результаты статистического моделирования 35
1.5 Выводы 42
2 Исследование путей повышения точности пеленгования в кп на основе совмещенного встроенного контроля 44
2.1 Основные положения совмещенного встроенного контроля 44
2.2 Алгоритмы и структуры калибровки линейных трактов приемников 48
2.3 Результаты статистического моделирования КП с калибровкой линейного тракта 73
2.4 Выводы 77
3 Алгоритмы и структуры корреляционных пеленгаторов с большой и подвижной базой 79
3.1 Угломерно-корреляционный алгоритм оценивания пеленга и координат 79
3.2 Алгоритм и структура канала связи между разнесенными и подвижными приемными пунктами корреляционного пеленгатора 93
3.3 Cтатистическое моделирование канала связи между подвижными приемными пунктами 113
3.4 Выводы 127
4 Исследование путей повышения помехозащищенности пеленгаторов 129
4.1 Анализ помехозащищенности пеленгаторов при постановке помех по боковым лепесткам диаграммы направленности антенны 129
4.2 Алгоритм и структура корреляционного компенсатора мощных узкополосных помех, принимаемых по боковым лепесткам диаграммы направленности антенны 131
4.3 Cтатистическое моделирование корреляционного компенсатора помех 142
4.4 Выводы 155
Заключение 156
Литература 161
- Сравнительный анализ одно- и многопозиционных корреляционных пеленгаторов
- Алгоритмы и структуры калибровки линейных трактов приемников
- Алгоритм и структура канала связи между разнесенными и подвижными приемными пунктами корреляционного пеленгатора
- Алгоритм и структура корреляционного компенсатора мощных узкополосных помех, принимаемых по боковым лепесткам диаграммы направленности антенны
Сравнительный анализ одно- и многопозиционных корреляционных пеленгаторов
С целью уменьшения погрешности пеленгования в КП с большими базами в работе [31] было предложено использование независимых атомных стандартов частоты с фиксацией выходных эффектов на выходе каналов в запоминающих устройствах и последующей постобработкой на основе совмещения записей для определения пеленга.
Однако такой подход имеет такие недостатки, как высокая стоимость КП, низкое быстродействие и возможность пеленгования в узком частотном диапазоне.
При необходимости функционирования КП в широком частотном диапазоне предлагается использовать в качестве гетеродинов в приёмных каналах двух независимых синтезаторов частоты [32], перестраиваемых по частоте от общего пункта управления (ПУ). С учётом современного уровня элементной базы, используемой при проектировании перестраиваемых широкодиапазонных синтезаторов частот, имеется возможность реализации в каналах ЛТП гетеродинных напряжений с разносом частот до 500 кГц при перепаде температур от –20 С до +30 С [12].
Наличие частотного разноса сигналов на выходах ЛТП приводит к необходимости использовать в КП вместо корреляционной обработки корреляционно-фильтровую обработку с последующим выделением свёрнутого по спектру сигнала в параллельном спектроанализаторе (ПСА), рабочий частотный диапазон которого согласован с частотным разносом гетеродинных напряжений.
С целью обеспечения функционирования в реальном масштабе времени между каналами приёмника следует предусмотреть каналы связи по промежуточной частоте, а для уменьшения аппаратурной погрешности, обусловленной нестабильностью группового времени запаздывания в каналах связи предлагается использовать компенсационный алгоритм [33].
С учётом вышеизложенного структура исследуемого КП приведена на рис. 3, где А1, А2 — антенны; ЛТП1, ЛТП2 — линейные тракты приёмника; Г1, Г2 — гетеродины; М1, М2 — модуляторы; УСВК1, УСВК2 — устройства совмещённого встроенного контроля; Обн 1, Обн2 — обнаружители; РЛЗ1, РЛЗ2 — регулируемые линии задержки; П1, П2 — перемножители; ПСА1, ПСА2 — параллельные спек-троанализаторы; ПУ — пункт управления; Упр1, Упр2 — управители; ЛС1, ЛС2 — линии связи; Ш1, Ш2, Ш3 — шины управления; К1, К2 — каналы РИ.
Принцип действия КП состоит в следующем [34]. При пеленговании по азимуту сектор пеленгования Аа определяется шириной диаграммы направленности антенн А1 и А2 в азимутальной плоскости ва. В случае пеленгования источников радиоизлучений в дальней зоне, когда фронт приходящих электромагнитных волн можно полагать плоским [35], на входы каналов КП поступают процессы [23] yi(t) = S(t) + щіі); y2(t) = S{t - TS) + n2(t); TS = , (1.44) с где S(t) — шумовой сигнал (ШС), соответствующий квазибелому шуму (КШ); ЩІХ),n2(t) — внутренние шумы; т5 — временной сдвиг ШС, пропорциональный пеленгу а; d— разнос антенн А 1 и А2 (база КП); с — скорость распространения радиоволн. Автокорреляционная функция ШС имеет вид: Я5(т) = crisinc(nAfsT) cos(2nfsr),AF = /в - /н, (1.45) где crs2 — дисперсия сигнала S(t); fs, Afs — несущая частота и ширина спектра ШС; /н, /в, AF — нижняя, верхняя границы и ширина рабочего частотного диапазона КП. Поиск ШС по частоте в ЛТП1 и ЛТП2 осуществляется синхронно и завершается обнаружением ШС после перестройки частоты Г 1 и Г2, когда fs fosl = fsl. fs - fos2 = fs2 fosl fos2 F\ Д/п fs F &fn где fosi fos2 — частоты гетеродинов Г1 и Г2; Afn — полоса пропускания ЛТП1 и ЛТП2; F — величина расстройки частот гетеродинов Г 1 и Г2 при их автономной перестройке по целеуказаниям от ПУ; fsl, fs2 — частота ШС после преобразования частоты в ЛТП1 и ЛТП2.
После прохождения процессов yt(t) и y2(t) через ЛТП1 и ЛТП2 с учётом аппаратурных погрешностей, обусловленных неидеальностью их фазочастотных характеристик, получаем [12]: yil(t) = K it - тх) + ЩІҐ- Ті)]; (1.46) y21(t) = K2[S2(t -rs- т2) + n2(t -rs- т2)]; (1.47) Лт0 = т± — т2, где Klt K2 — коэффициенты передачи ЛТП1 и ЛТП2; тг, т2 — групповое запаздывание, вносимое ЛТП1 и ЛТП2; Лт0 - неидентичность ЛТП1 и ЛТП2 по групповому запаздыванию.
При использовании в КП совмещённого встроенного контроля, обеспечивается благодаря УСВК1 и УСВК2 корректировка группового запаздывания в ЛТП1 и ЛТП2, таким образом, чтобы тг = т2. В Обн 1 и Обн2 осуществляется энергетическое обнаружение, если To T0 Uoi(T0) =—\ ylxif)dt Un; U02(T0) =—( ylx{f)dt Un (148) To J T0 J о 0 где U01(To), U02(T0)— напряжение на выходе энергетических обнаружителей Обн 1 и Обн 2; Т0 — постоянная интегрирования в обнаружителе; Un — пороговое напряжение. При Л/ПГ0 » 1 характеристики помехоустойчивости рассчитываются из следующих соотношений [36]:
После обнаружения ШС начинается этап подстройки РЛЗ1 и РЛЗ2 с целью обеспечения оценки временного сдвига т5. При этом отличительной особенностью исследуемого РИ является необходимость перехода от корреляционной к корреляционно-фильтровой обработке. Учитывая, что средние частоты сигналов S1(t) и 52() отличаются на априорно неизвестную величину F, то для выделения свёрнутого по спектру выходного эффекта используется ПСА, частотный диапазон которого перекрывает интервал изменения F.
После завершения подстройки РЛЗі и РЛЗ2 на выходе перемножителя Пі(2) одного из каналов ПСАц2), центральная частота которого совпадает с разностной частотой F, выделяется компонент «сигнал-сигнал» где т1г т2 — временные сдвиги, вносимые РЛЗі и РЛЗ2; тіі ті2 — временные сдвиги, вносимые линиями связи ЛСі и ЛС2; hi(t)— импульсная реакции /-го канала ПСА со средней частотой fk.. При т± = TS — т12 и т2 = — т5 + т1± на выходе /-го канала ПСАц2) компоненты «сигнал-сигнал» представляет собой квазигармонические процессы
Алгоритмы и структуры калибровки линейных трактов приемников
На основе критерия ЕНф(, т) возможно получение количественных оценок эффекта от ввода САК в ОК. Однако существенным недостатком такой формы представления критерия технической эффективности является отсутствие информации, на основе которой стала бы возможной разработка конкретных рекомендаций по путям построения САК. Для устранения указанного недостатка необходима дальнейшая детализация критерия технической эффективности с целью установления взаимосвязи между внутренними и внешними характеристиками САК.
Анализ компонент, определяющих вероятность РНф( т) показывает, что 1) в стационарном режиме эксплуатации Ті lim Рг = Кг = , (2.25) t oo l Тг+ Тоб где Кг - коэффициент готовности ОК; Тх - среднее время между обслуживаниями; Тоб - среднее время обслуживания; 2) при фиксированной программе обслуживания ОК PH(t,r) = (1 - PH ?)F0(T), (2.26) где Рн - безусловная вероятность ошибок необнаруженного отказа в ОК; Q - априорная вероятность поступления на обслуживание отказавшего ОК; F0(T) - априорный уровень надёжности ОК.
Время Ті определяется надёжностью ОК и программой технического обслуживания. При фиксированной программе технического обслуживания величина времени Ті определяется принципами оптимизации ШПУ по надёжности и не зависит от особенностей построения САК. Поскольку параметры Q и F0(T) также не влияют на принципы построения САК, то это обстоятельство позволяет конкретизировать критерий технической эффективности САК, используя для его представления такие компоненты вероятности нормального функционирования ОК нф свк, как среднее время обслуживания и вероятность ошибочных решений при контроле.
Дальнейшая конкретизация вида, состава и особенностей критерия технической эффективности САК, а также формирование основных принципов построения эффективных САК для ШПУ требует учёта исходных данных при проведении радиомониторинга.
Время обслуживания ОК зависит от наличия или отсутствия отказа в ОК в момент контроля, наличия САК на рабочем месте, быстродействия контроля и времени восстановления ОК. При этом время обслуживания ОК определяется следующим выражением: Тоб = Р Т + [і - Р0(ба)] Т, (2.27) (а) где Р б - вероятность нахождения САК на рабочем месте в период прове дения контроля: са) Т свк п 0Q. 06 тсвк + твс где Тсвк - наработка на отказ САК; Твс - среднее время восстановления работоспособности САК; (1) (2) Т б , Тцб - времена обслуживания ОК соответственно при наличии и отсут ствии САК на рабочем месте Тоб об + Тож Тож - время ожидания появления САК на рабочем месте. (і) Тцб зависит от работоспособности ОК, времени его контроля при отсутствии ошибочных указаний САК, наличия неправильных указаний САК, времени устранения последствий ложных тревог и времени восстановления ОК и может быть представлено в следующем виде !« = 7К(1 - Рл) + ТВЛРЛ + Гв(1 - Р0 - Ри), (2.29) где Гк - время контроля ОК при отсутствии ошибочных указаний САК; Рл - безусловная вероятность отказа в ОК; Твл - среднее время устранения последствий ложных тревог при контроле ОК; Тв - среднее время восстановления работоспособности ОК; Р0 - априорная вероятность работоспособности ОК в момент его обслуживания.
Соотношения (2.27, 2.28, 2.29) устанавливают взаимосвязь между временем обслуживания и достоверностью контроля. При заданных характеристиках достоверности контроля повышение технической эффективности САК связано с минимизацией времени обслуживания Гоб, которая достигается путём минимизации времени контроля Тк; времени ожидания появления САК на рабочем месте Тож; времени восстановления работоспособности ОК Гв; времени устранения последствий ложных тревог при контроле Твл.
При обслуживании РЭА затраты времени на контроль могут доходить до 80% всех временных затрат на обслуживание [40], поэтому в первую очередь рассмотреть возможности минимизации этой компоненты времени обслуживания. Традиционный путь повышения быстродействия контроля связаны с автоматизацией операций контроля. Однако в связи с тем, что при традиционном варианте проведения контроля ШПУ отключается от работы по назначению, а требования к достоверности результатов контроля накладывают ограничения на его быстродействие, временные затраты на контроль могут быть существенными и приводить к недопустимым потерям информации в ШПУ. При этом для уменьшения потерь информации в ШПУ и повышения её уровня готовности целесообразно осуществлять совмещение основного режима функционирования и режима кон троля. В этом случае временные затраты на техническое обслуживание ШПУ существенно уменьшаются, но этот положительный эффект достигается ценой появления новых проблем: влиянием стимулирующих сигналов (СтС) на качество функционирования ШПУ и влиянием полезных сигналов, принимаемых ШПУ, на достоверность результатов контроля. На первый взгляд переход к совмещённым САК снимает требования к быстродействию контроля. Однако учёт взаимосвязи технических и экономических характеристик САК показывает, что требования к быстродействию контроля зависят от особенностей структуры РСПОИ, принципа реализации контроля и допустимой величины затрат. При использовании последовательного принципа реализации контроля в ШПУ с многоканальной структурой совмещённые САК не позволяют существенно уменьшить время технического обслуживания за счёт того, что время ожидания появления САК на рабочем месте определяется не столько готовностью САК к использованию, сколько количеством каналов в ШПУ пк и быстродействием контроля Тож = Твс + Тк, Тож = (пк - 1)Тк (2.30)
Для минимизации времени технического обслуживания ШПУ с многоканальной структурой следует использовать параллельный принцип реализации контроля, что приводит к необходимости построения САК с многоканальной структурой. При использовании совмещённых САК с многоканальной структурой время обслуживания можно существенно уменьшить Тоб = Р ТзСі - Р0 - Рн) + [і - Р ] [Тв(1 - Р0 - Рн) + Твс] (2.31) И свести его к совокупности времени восстановления ОК и САК. В общем случае величины Тв, Твс определяются конструктивно-эксплуатационными особенностями ШПУ и САК.
Существенное уменьшение Тв и Твс обеспечивается при проектировании ШПУ и САК на основе модульного принципа, поскольку при этом обеспечивается высокий уровень ремонтопригодности. Поскольку ШПУ предназначены для решения задач обнаружения и оценивания энергетических и неэнергетических параметров сигналов, качество их функционирования определяется в значительной мере такими характеристиками, как чувствительность, амплитудно-частотные и фазочастотные характеристики каналов ЛТ. Величина допуска на номинальное значение каждой из этих характеристик определяется требованиями к эффективности ШПУ, определяемыми её назначением и применением.
Алгоритм и структура канала связи между разнесенными и подвижными приемными пунктами корреляционного пеленгатора
В первом канале приёмника РСПИ осуществляется селекция, усиление и квазикогерентная демодуляция полезного ФМС, и при этом на его выходе выделяется манипулирующая последовательность T\s3(t — т21 — trp2 — т4); т4 = тд + тРз + тР4 где trp4 - групповое запаздывание вносимое приёмником РСПИ. Затем эта последовательность поступает на второй вход корреляционного устрой-ства(КУ).
Квазикогерентная демодуляция ФМС становится возможной благодаря использованию когерентного опорного напряжения восстановленного в результате обработки во втором канале приёмника пилот-сигнала. Отличительной особенностью реализованного во втором канале приёмника устройства восстановления несущей частоты ФМС является применение корреляционно-фильтрового алгоритма свёртки спектра пилот-сигнала. При этом обеспечивается повышение помехоустойчивости за счёт устранения порогового эффекта при уровне пилот-сигнала ниже не только уровня полезного ФМС, но и уровня собственного шума приёмника РСПИ. Наряду с восстановлением несущей частоты ФМС во втором канале при обработке пилот-сигнала осуществляется оценивание задержки f4 = тд + тРз + тР4 и демодуляция служебной информации, например, такой как текущие координаты П2. Эта информация с выхода второго канала приёмника РСПИ через декодер(Дек) поступает на второй вход РУ.
КУ обеспечивает оценивание временного сдвига Лт полезных ФМС, принятых А 1 и А2, Лт = трлз = т21 + trp2 + тд + trp3 + trp4 - ТЦ - trpl, где трлз - временной сдвиг, вносимый регулируемой линией задержки, имеющийся в КУ, при которой на выходе КУ обеспечивается максимум корреляционной функции произведения манипулирующих последовательностей flsl(t - т± - trpl) и fls2(t-т21 — trp2 — Тд — trp3 — trv4). Результат оценки Лт с выхода КУ поступает на третий вход РУ, а на четвёртый вход РУ с Нав1 поступает информация о текущих координатах U1 [xlt ylt zlt ts], где ts - момент начала сеанса определения местоположения Ц. Полная погрешность оценивания Лт включает в себя систематичскую составляющую trp = trp2 + trp3 + trp4 - frPi и флуктационную составляющую сгДт. Для исключения составляющих trpl и trp2 следует использовать калибровку приёмных трактов, а исключение составляющих trp3 и trp4 можно произвести в РУ, используя оценку т4, а также расчётное значение базы комплекса D и величены тд = D/c.
Флуктуационная погрешность оценивания временного сдвига ФМС между Пі и П2 может рассчитана из следующих соотношений: где Q\,9i 9ку – отношения сигнал/помеха по напряжению по первому и второму входу и выходу КУ; Гку - постоянная интегрирования в КУ. В РУ обеспечивается решение задачи по определению текущих координат Ці[хц,Уц,гцД5] [54]. Для пояснения особенностей навигационной задачи приведём рис.21.
Рис.21. Навигационная задача. Для реализации исследуемого в данной работе метода определения координат цели необходимо иметь информацию об азимуте а, высоте подъема Аi hal и А2 ha2, базе D и разности расстояний AR = Rt - R2 [55].
В РУ формируется местная система декартовых координат хГ у, привязанная к ПІ. Ось Х\гу соответствует линии Пі-П2, а величина базы D при hal = ha2 рассчитывается на основе информации, поступающей от Нав1 и Нав2 в момент ts [56]. При этом D = V(Xi - х2)2 + (Уі - у2)2. (3.40) Для расчёта Rt и R2 используем теорему косинусов, в соответствии с которой имеем Rl = Rl + D2 - IR cosfa ft = 90 - а; (3.41) R2=Rt + AR при ft ft; R2 = Rt - AR при ft ft; R2=Rt+ AR при ft ft; R2 = Rt - AR при ft ft; при/?. &Д. = 2№1 ; (342) приД ЙД1 = 2С щ. (3.43)
Величина Л/? соответствует временному сдвигу тдд = AR/c, который при отсутствии систематических погрешностей, обусловленных групповым запаздыванием {trpl, trp2, trp3, trp4}, равен Лт « т2 + тд - тх - трлз при трлз = тд.
С учётом вышеприведённого можно рассчитать Rt и R2 и далее определить координаты Ц для момента ts без учёта угла места вум следующим образом: хц = fi osa; уц = R ina; гц - 0. (3.44) Среднеквадратичная флуктуационная погрешность определения местоположения Ц при использовании угломерно-разностно-дальномерного метода равна амп = 2ДД + (Rtcra)2; oAR = сот; (3.45) ТЭ5 с = 3-Ю8 м/с; ат = 9ку где oAR - среднеквадратичная флуктуационная погрешность оценивания AR. Как следует из выражения 1.13 определения среднеквадратичной погрешности определения пеленга её величина зависит от d и а. Так учитывая, что d = 30 км, cosa - 1 и от = 10"7 за счёт калибровки приёмных трактов, может быть получена среднеквадратичная погрешность пеленгования о а = 0,057. Помимо уменьшения погрешности пеленгования данный комплекс обес печивает возможность определения местоположения. Среднеквадратичная флук туационная погрешность определения местоположения Ц при использовании уг ломерно-разностно-дальномерного метода равна омп = Jo2AR + (_R±oa)2; oAR = сот; с = 3 108 м/с, где oAR - среднеквадратичная флуктационная погрешность оценивания AR. При от = 10_7с; оа = 10_3рад и Rt = 100 км среднеквадратичная погрешность оценки местоположения составляет омп = 103м, что соответствует « 1% от дальности.
Алгоритм и структура корреляционного компенсатора мощных узкополосных помех, принимаемых по боковым лепесткам диаграммы направленности антенны
При настройке разнесённых приёмных каналов КП для обеспечения пеленгования сигналов Sc(t) необходима передача через РСПИ в симплексном и (или) дуплексном режимах управляющей информации с заданным уровнем вероятности ошибочных решений Рошу. При применении в качетсве пилот-сигнала сложного квазипериодического ФМ процесса с известным порождающим полиномом длительностями элемента Гэу, кодового интервала Гк и бита Гб после этапа восстановления несущей частоты процесса Syl(t) для обеспечения достоверной демодуляции скрытного пилот-сигнала [hy « і) следует использовать квазикогерентную обработку совместно с согласованной фильтрацией и некогерентным накоплением. При этом характеристики помехоустойчивости РСПИ могут быть рассчитаны следующим образом: ЯДУ -отношение пилот-сигнала к суммарной помехе по напряжению на выходе согласованного фильтра (СФ) и некогерентного накопителя (НН), находящихся в РУ; тп1, тп2 - количество элементов Пу (t). При использовании в пилот-сигнале бинарной ФМ скорость передачи управляющей информации равна Ry = 1/Тб. Передача управляющей и сигнальной информации становится возможной после завершения переходных процессов в УВН.
Для пеленгования в КП сигналов Sc(t) после настройки разнесённых приёмных каналов необходима передача через РСПИ в симплексном режиме сигнальной информации с уровнем, достаточным для обеспечения допустимой погрешности оценивания временных сдвигов ота между полезными сигналами, принятыми в разнесённых пунктах.
Для случая, когда в приёмных каналах КП осуществляется демодуляция полезных сигналов Sc(t) и выделение манипулирующих последовательностей Пс() и nc(t — т) при условии, что hc 1 для достижения высокой точности пеленгования, следует использовать взаимокорреляционную обработку, при которой получаем = cl CZ BX yJLJE. (3 99) JO,S + h2cl + h2c2 где hcl, hc2 - отношение полезный сигнал/помеха по напряжению на входах корреляционного временного дискриминатора, совмещённого с выходом ПрУ РСПИ; Гкп - постоянная интегрирования в КП. С целью обеспечения скрытности при функционировании РСПИ наибольшего внимания заслуживает ситуация, когда hcl « 1, а hcl » 1, и тогда получаем [60] дкп = /іс1Л/Л/пГкп. (3.100) При заданной величине ота и известной Тэс необходимо иметь дкп = Тэс/стта.
Следует отметить, что при пеленговании в КП длительность поиска увеличивается на время 2Дтк п2 = Тп2 = ; AR = \г± - г2\; Дтд = (ДД ± d)/c, (3.101) где тх,т2 - расстояния от источника излучения до первого и второго пунктов размещения каналов КП; Дтд - диапазон измеряемого временного интервала. Для иллюстрации проведённых исследований рассмотрим пример анализа основных характеристик РСПИ при следующих исходных данных [87]: D = 0,99; а = Ю-6; Рошу = Ю-6; ота = 10_7с; К2П = 0,9; 110 AFui = Д/р = Ю2Гц ; Тэс = Тэу = 1(Г6с; Д/ф = 105Гц; Afk = 103Гц;Д = 50бит/с;гі = 3 км; AR = 30 км. Минимально допустимое отношение пилот-сигнал/суммарная помеха на входе ПрУ РСПИ определяется из следующих соотношений: hy = д п —; А/п = 2/Г ; = 1/ т р ; КЭ2П = со 20 р). (3.102) При КЭ2П = 0,9; Гэу = 10_6с получаем Д/п = 2 106Гц, сг р = ОД рад, = 10, а также hy = 7 10_2(—33 дБ). Для уменьшения влияния пилот-сигнала на достоверность обработки полезного сигнала получаем hc/hy = 100 и тогда hc = 0,7(-ЗдБ). Быстродействие ФАП рассчитывается так: А/Р2 4,6 Тбап = 5 + — = 9,6 Ю-2 с. Вероятность срыва слежения в устройстве ФАП при д = 10 стремится к нулю. Энергетические характеристики обнаружения в ПСА д0 и дп с учётом заданных D и а д0 = 7,1 идп = 4,75 Отношение пилот-сигнал/суммарная помеха по напряжению на выходе полосового фильтра канала ПСА дк и постоянную интегрирования в каналах ПСА Тг можно определить из формул:
Используемый в устройстве ЧАП АЧД должен иметь диапазон однозначного отсчёта частоты пилот-сигнала Л/од = Afk = 103 Гц и обеспечивать средне-квадратическую погрешность оценивания частоты of4A = Д/р/4 = 50 Гц, что достигается при gf = Л/од/(2тгсг/Чд) = 6,4 и постоянной интегрирования в АЧД gf(l + 2дк) Быстродействие устройства ЧАП определяется из условия Тчап = Т2 + Ту и при Ту = Д/ОД/(0,6Д ) = 0,17 с равно Тчап = 0,19 с. Быстродействие устройства УВН имеет вид Тувн = Тпу + Т1 + Тчап + +Тфап и составляет 4,9 с. Для обеспечения заданной величины вероятности ошибочных решений при демодуляции управляющей информации необходимо иметь ду = агсФ(1-Рошу) = 3,5. Временные параметры пилот-сигнала выбираются из условий Тб = 1/Ry) Тб = т1Тк;Тк=т2Тэу и при ш1 = 20 и т2 = 103 равны Тб = 2 10-2c,rfe = 10-3c. Для обеспечения заданной величины среднеквадратичной погрешности оценивания временного сдвига между сигналами Sc(t) и Sc(t — TR) в КП необходимо иметь дс = Тэс/стт =ЮиТк= fl = 10 4с.
Пеленгование полезного сигнала Sc (t) в КП может производится после дополнительного временного поиска до выполнения условия Дтд = AR/c = Ю-4 с и сгтш = 0,5ГЭС, время дополнительного поиска равно Тп2 = 2 Ю-2 с.
Проведённые исследования подтверждают возможность построения РСПИ, которые обладают такими достоинствами, как: - возможность реализации в одном частотном ресурсе комбинированного навигационного и связного канала передачи информации; -обеспечения энергетической скрытности функционирования за счёт существенного снижения энергетического потенциала; - возможность восстановления несущего опорного напряжения для квазико герентной демодуляции при приёме слабых сигналов, когда входное отношение сигнал помеха меньше единицы