Содержание к диссертации
Введение
Глава 1 Обоснование необходимости разработки новых составляющих информационно-измерительных систем с улучшенными метрологическими характеристиками 10
1.1 Обзор задач, которые необходимо решить 10
1.2 Обзор используемых в настоящее время средств коррекции погрешностей аналого-цифровых преобразователей 17
1.3 Обзор используемых в настоящее время средств коррекции погрешностей цифро-аналоговых преобразователей Выводы по главе 1 25
Глава 2 Разработка новых способов коррекции погрешностей встроенных аналого-цифровых и цифро-аналоговых преобразователей микроконтроллеров 26
2.1 Обоснование необходимости разработки новых способов коррекции погрешностей АЦП и ЦАП 26
2.2 Эксперимент по определению основных погрешностей компонентов ИИС 29
2.3 Эксперимент по определению дополнительных температурных погрешностей компонентов ИИС 32
2.4 Коррекция основных и дополнительных температурных погрешностей преобразования встроенных АЦП микроконтроллеров 35
2.5 Принцип коррекции интегральной нелинейности встроенных аналого-цифровых преобразователей микроконтроллеров 39
2.6 Коррекция основных и дополнительных температурных погрешностей преобразования ЦАП Выводы по главе 2 47
Глава 3 Создание математической модели погрешности преобразования тензорезистивных датчиков силы з
3.1 Обоснование необходимости разработки математической модели зависимости погрешности датчиков силы от приложенной нагрузки 49
3.2 Описание эксперимента по определению функции преобразования датчиков силы, имеющих различные максимальные нагрузки 50
3.3 Выбор метода интерполяции для построения математической модели погрешности выходного сигнала от приложенной нагрузки 55
3.4 Определение количества узлов, необходимых для создания интерполяционного полинома 56
3.5 Создание математической модели зависимости погрешности выходного сигнала от приложенной нагрузки для датчиков силы на нагрузку Юте 60
3.6 Создание математической модели погрешности выходного сигнала от приложенной нагрузки для датчиков силы на различную величину максимальной нагрузки Выводы по главе 3 69
Глава 4 Разработка информационно-измерительной системы измерения нагрузок на опоры электродомкратов стартового комплекса 71
4.1 Требования к ИИС измерения нагрузок на опоры электродомкратов стартового комплекса 71
4.2 Разработка датчиков силы 74
4.3 Разработка блока обработки 82
4.4 Разработка алгоритмов функционирования и программного обеспечения блоков системы Выводы по главе 4 94
Заключение. Основные результаты и выводы по работе 96
Библиографический список 98
- Обзор используемых в настоящее время средств коррекции погрешностей аналого-цифровых преобразователей
- Эксперимент по определению основных погрешностей компонентов ИИС
- Описание эксперимента по определению функции преобразования датчиков силы, имеющих различные максимальные нагрузки
- Разработка алгоритмов функционирования и программного обеспечения блоков системы
Обзор используемых в настоящее время средств коррекции погрешностей аналого-цифровых преобразователей
Статические погрешности АЦП определяются статическими погрешностями его составных элементов. Как следствие, основным направлением коррекции статических погрешностей АЦП является компенсация погрешностей его структурных элементов. Прежде всего, это погрешности ЦАП и операционных усилителей (ОУ). Компенсация погрешностей ЦАП может проводиться как в аналоговой, так и цифровой форме. Она потребует введения в структуру АЦП дополнительных элементов. При этом основная сложность заключается в идентификации корректирующих погрешностей.
В последнее время в технике аналого-цифрового преобразования все большее внимание уделяется улучшению динамических характеристик преобразователей, в том числе структурными и алгоритмическими методами. Инерционные свойства АЦП, как и любого другого измерительного прибора, проявляются, в наличии динамических погрешностей. Эти погрешности обусловлены, во-первых, переходными процессами, происходящими в узлах АЦП во время преобразования (динамические погрешности первого рода), во-вторых, изменением сигнала за время преобразования (динамические погрешности второго рода). Величина этих погрешностей зависит от временных параметров используемых элементов, алгоритма аналого-цифрового преобразования и характеристик сигнала - шириной его спектра или скоростью его изменения.
Уменьшение погрешностей первого рода достигается в основном совершенствованием элементной базы (операционных усилителей, ЦАП, ключей и т.д.).
Анализ развития современной элементной базы и существующих разработок показал, что важнейшим фактором, ограничивающим повышение точности комбинированных АЦП на данном этапе развития, является наличие динамических погрешностей второго рода. Именно они чаще всего ограничивают возможность получения высокой точности преобразования, которая достижима по сравнению с уровнем статической точности, которая достижима при применении современных высокоточных компонентов или компонентов средней точности с использованием их автоматической коррекции.
Таким образом, быстродействие АЦП и его точность оказываются связанными между собой и с характеристиками входного сигнала. Существует определенная взаимосвязь между статической и динамической точностью аналого-цифровых преобразователей. Не имеет смысла добиваться статической точности выше уровня точности, который может быть обеспечена в динамическом режиме работы преобразователя, так как наличие динамической погрешности на определенном уровне делает бессмысленным восприятие определенного числа младших разрядов выходного кода как не несущих полезной информации.
Указанный выше вывод привел к появлению различных методов компенсации динамических погрешностей.
Одним из самых распространенных методов их устранения является использование устройства выборки-хранения (УВХ), фиксирующего значение напряжения на входе преобразователя в момент начала преобразования, включение линии задержки (ЛЗ) в многоотсчетных АЦП, учитывающих из 19 менение входного сигнала за время формирования сигналов, преобразуемых различными каналами, например, в параллельно-последовательных АЦП. Однако эти методы применяются в высокопроизводительных АЦП (со временем преобразования до 5 мкс) лишь достаточно низкой точности (8-10 двоичных разрядов), так как современные интегральные УВХ не обеспечивают большей точности фиксации напряжения в течение указанного времени преобразования, а применение ЛЗ ограничивается практическими трудностями в согласовании режима работы АЦП с величиной задержки. Применение специально разработанных схем УВХ и ЛЗ, как правило, связано с большими затратами. Все это привело к поиску и использованию структурных методов компенсации таких погрешностей.
Рассмотрим это на примере параллельно-последовательного АЦП (ППАЦП). Если входной сигнал за время работы такого АЦП остается постоянным, то максимальная величина разностного сигнала на выходе вычитателя не может быть больше кванта дискретизации (веса младшего разряда) БИС АЦП1. Как указывалось выше, коэффициент усиления усилителя при этом выбирается так, чтобы привести такой максимальный сигнал к диапазону входного сигнала АЦП2. Однако если входной сигнал меняется по величине, то ко времени срабатывания АЦП2 за время необходимое для срабатывания АЦП1 и ЦАП разностный сигнал может принять значение большее этого кванта. Тогда после его усиления сигнал на входе АЦП2 может выйти из диапазона рабочих напряжений АЦП2. При этом на выходе АЦП2 будет формироваться максимально возможный код, не соответствующий, однако, значению напряжению, поступающему на вход АЦП2 из-за превышения им диапазона АЦП2.
Вследствие формирования отсчета АЦП2 с погрешностью выходной код устройства также будет формироваться с погрешностью. Так как появление такой погрешности обусловлено изменением входного сигнала в процессе работы АЦП она по своей сущности является динамической погрешностью второго рода.
Условно можно сказать, что погрешность возникла из-за того, что диапазона АЦП2 не хватило для того, чтобы закодировать чрезмерно большой сигнал на его входе. Погрешность, с которой сформировался при этом выходной код, соответствует разности напряжения на входе АЦП2 в момент кодирования и максимальным напряжением диапазона этого АЦП2. Величина этой погрешности равна.
Таким образом, для исключения такой погрешности, необходимо увеличить диапазон работы АЦП2 настолько, чтобы в его рамки умещался усиленный разносный сигнал, формируемый с учетом изменения входного напряжения за время работы АЦП1 и ЦАП. Увеличение диапазона работы АЦП2 равносильно появлению у него дополнительных старших разрядов. А с точки зрения построения ППАЦП это будет означать, что у АЦП2 появятся разряды, по весу совпадающие с весами младших разрядов АЦП1. Говорят, что при этом возникает перекрытие диапазонов (шкал) работы первой и второй ступени ППАЦП, или иными словами, с точки зрения рассмотрения ППАЦП как грубо-точной системы - перекрытие грубого и точного ее каналов. За счет появления в кодах АЦП1 и АЦП2 разрядов с одинаковыми весам выходной код ППАЦП определяется уже как сумма кодов АЦП1 и АЦП2.
При построении реальных ППАЦП и при необходимости получения заданной разрядности выходного кода ППАЦП увеличение числа разрядов АЦП2 означает необходимость использования после введения перекрытия в качестве его БИС с большей разрядностью.
Эксперимент по определению основных погрешностей компонентов ИИС
В начальный момент времени электронный ключ, управляемый микроконтроллером, отключен. Входной аналоговый сигнал без изменений попадает на вход аналого-цифрового преобразователя. По окончании аналого-цифрового преобразования входного сигнала микроконтроллером осуществляется проверка, на каком участке шкалы значений АЦП находится результат аналого-цифрового преобразования. Если результат аналого-цифрового преобразования находится на участке, имеющем низкую интегральную нелинейность, то результат аналого-цифрового преобразования можно считать действительным и он может быть передан для дальнейшей обработки. Если результат аналого-цифрового преобразования находится на участке шкалы АЦП со значительной интегральной нелинейностью, управляемый микроконтроллером электронный ключ замыкается, тем самым осуществляется подключение высокостабильного источника напряжения к сумматору. После чего производится аналого-цифровое преобразование сигнала, являющегося суммой напряжений источника и входного аналогового сигнала. По окончании аналого-цифрового преобразования производится вычитание из выходного кода АЦП кода, соответствующего значению напряжения источника. Выходное напряжение высокостабильного источника выбирается таким образом, что бы при его суммировании с входным сигналом, оцифрованное значение которого находится на нелинейном участке функции преобразования АЦП, и сигнала с выхода источника, оцифрованное значение указанной суммы сигналов находилось на линейном участке функции преобразования АЦП.
Анализ технической документации на различные типы АЦП показывает, что наиболее линейным участком шкалы сигма-дельта АЦП является вторая треть функции передаточной характеристики АЦП. Следовательно, в случае, когда результат аналого-цифрового преобразования находится в начале шкалы АЦП, исходный аналоговый сигнал необходимо суммировать с выходным напряжением источника. В случае, когда результат аналого-цифрового преобразования находится в конце шкалы АЦП, из исходного аналогового сигнала необходимо вычесть выходное напряжение источника. Соответственно из результата аналого-цифрового преобразования необходимо вычесть/просуммировать с кодом, соответствующем выходному напряжению дополнительного источника. При этом значение выходного напряжения дополнительного источника должно соответствовать трети шкалы входных напряжений используемого аналого-цифрового преобразователя.
Наиболее линейным участком шкалы АЦП последовательного приближения являются начало и конец функции передаточной характеристики АЦП. Соответственно, для снижения уровня интегральной нелинейности в данном случае входное значение необходимо смещать в начало, либо конец шкалы входных значений АЦП. Учитывая, что мультипликативная составляющая погрешности в начале шкалы входных значений АЦП минимальна, оптимальным следует считать именно начало шкалы.
Для коррекции аддитивной и мультипликативной составляющих погрешности преобразования цифро-аналоговых преобразователей управляемых микроконтроллером, микропроцессором или программируемой логической интегральной схемой (ПЛИС) в [22] автором предлагается введение обратной связи с выхода цифро-аналогового преобразователя на вход одного из свободных каналов аналого-цифрового преобразователя, управляемого тем же микроконтроллером (рисунок 2.7).
Для снижения аддитивной и мультипликативной составляющих погрешностей встроенного АЦП микроконтроллера до приемлемых значений возможно использование способа, предложенного автором в [18].
Предлагаемый автором подход основан на расчете коэффициента коррекции начального смещения выходного напряжения и коэффициента коррекции ошибки квантования по уровню. Вышеуказанные коэффициенты рассчитываются на основе результата аналого-цифрового преобразования выходного напряжения ЦАП.
Значение коэффициента коррекции аддитивной составляющей погрешности ЦАП рассчитывается по формуле:
Скомпенсированное значение кода, передаваемого в ЦАП для осуществления цифро-аналогового преобразования рассчитывается по формуле:
По окончании выполнения вышеописанного алгоритма возможна коррекция значений кода, загружаемого в ЦАПІ, по формуле (14). Учитывая влияние температурного воздействия на аддитивную и мультипликативную составляющие погрешности преобразования ЦАП, автор считает целесообразным производить расчет коэффициентов коррекции впервые сразу после запуска системы, затем периодически с интервалом времени 10 минут. Вышеуказанный интервал времени выбран исходя из скорости прогрева системы, а так же невозможности мгновенного значительного изменения температуры окружающей среды.
При проведении эксперимента в качестве аналого-цифрового преобразователя использована микросхема АЦП типа AD7714 [24]. Для связи с электронной вычислительной машиной (ЭВМ) применен двухпроводной полудуплексный интерфейс RS-485 [40], реализованный на микросхеме типа 5559ИН10БУ [12], являющейся приемопередатчиком для построения интерфейсов RS-485/RS-422. Проведено две серии экспериментов. В первой серии экспериментов использован микроконтроллер типа C8051F410 [13], во второй серии экспериментов использован микроконтроллер типа 1986ВЕ93У [7]. В обоих случаях были использованы встроенные цифро-аналоговые преобразователи микроконтроллеров. В качестве вольтметра использовался нано-вольт-микроомметр AGILENT TECHNOLOGIES 34420А [11]. Для исследования дополнительных температурных погрешностей использована камера тепла и холода типа ESPEC TABAIМС-711 [18].
Описание эксперимента по определению функции преобразования датчиков силы, имеющих различные максимальные нагрузки
Автором были рассмотрены различные методы для построения математической модели. Учитывая характеристики исходной функции преобразования, автором был сделан вывод о том что, использование разложения функции в гармонический ряд, в том числе, разложение в ряд Фурье, нецелесообразно. Основными причинами является то, что полученная математическая модель будет иметь значительную погрешность на краях диапазона и не будет сходиться с исходной функцией в первоначально заданных узлах [31].
Использование кусочно-линейной интерполяции (интерполяции линейными сплайнами) также нецелесообразно. Причинами этого является значительная погрешность в точках, отличных от исходных узлов (до 0,2%), а также необходимость определения большого количества узлов с минимально возможной погрешностью [32].
Интерполяция сплайном Эрмита и кубическими сплайнами автором не рассматривалась ввиду неустойчивости указанных сплайнов к выбросам, ввиду того, что указанные сплайны склонны осциллировать в окрестностях узла, значение которого значительно отличается от соседних [32]. Учитывая вышесказанное, для создания математической модели автором был выбран интерполяционный многочлен Лагранжа [33]:
Для расчета коэффициентов базисных полиномов были использованы значения функции преобразования тензорезистивных датчиков, имеющих диапазон нагрузок Юте. В [34] установлено, что при использовании интерполяционного многочлена Лагранжа оптимальное количество узлов, с точки зрения величины погрешности между исходными узлами, находится в диапазоне от 10 до 25.
Автором были предприняты попытки создания математической модели зависимости погрешности преобразования от приложенной нагрузки на основе 6, 8, 11, 15, 17 и 21 узлов, при этом степень интерполяционного полинома соответственно была равна 5, 7, 10, 14, 16 и 20.
При создании математической модели математической модели зависимости погрешности преобразования от приложенной нагрузки на основе 6 узлов в качестве опорных точек были использованы значения функции при нагрузке 0, 2, 4, 6, 8 и Юте. При создании математической модели на основе 8 узлов были добавлены две опорных точки, соответствующие значения функции при нагрузке 1 и 3 тс. Графики полученных степенных функций, построенные в среде MathCAD на основе 51 узла, приведены на рисунках 3.6 и 3.7 соответственно.
График степенной функции, полученной на основе 8 узлов, описывающей зависимость погрешности преобразования от приложенной нагрузки, для датчика с максимальной нагрузкой Юте Как видно из графиков, приведенных на рисунках 3.6 и 3.7, математические модели зависимости погрешности преобразования датчиков силы от приложенной нагрузки, построенные с помощью интерполяционного многочлена Лангранжа на основе 6 и 8 узлов, в диапазоне значений от 6 до 10 тс имеют погрешность до 0,3%, вызванную осцилляцией. Кроме того, математическая модель, построенная на основе 6 узлов, имеет также существенную погрешность (до 0,1%) на начальном участке.
Это дает основания полагать, что использование математических моделей зависимости погрешности преобразования датчиков силы от приложенной нагрузки на основе 6 и 8 узлов нецелесообразно, ввиду значительной погрешности, как уже отмечалось, до 0,3%.
При создании математической модели зависимости погрешности преобразования датчиков силы от приложенной нагрузки на основе 15 узлов в качестве опорных точек автором были использованы значения функции при нагрузке 0; 0,5; 1; 2; 3; 4; 5; 6; 7; 7,5; 8; 8,5; 9; 9,5 и Юте. График полученной степенной функции, построенный в среде MathCAD на основе 101 узла, приведен на рисунке 3.8.
Автором установлено, что с точки зрения вносимой математической моделью погрешности при расчете значений между исходными узлами, наиболее приемлимыми являются модели на основе 11, 17 и 21 узлов. Из формулы (2) можно сделать вывод, что интерполяционные полиномы на основе 17 и 21 узлов будут иметь соответственно 16 и 20 степень. Это потребует значительных аппаратных ресурсов при использовании предложенной математической модели в системах на кристалле, и, как следствие, увеличения времени расчета, что показано в [35]. На основе этого автором было принято решение разработки математической модели зависимости погрешности преобразования датчиков силы от приложенной нагрузки на основе 11 узлов. 3.5 Создание математической модели зависимости погрешности выходного сигнала от приложенной нагрузки для датчиков силы на нагрузку Юте
В связи с тем, что значения выходного сигнала, соответствующие значениям нагрузки 0 и Юте, являются основополагающими при расчете погрешности выходного сигнала датчика, так как они определяют начальное смещение выходного сигнала (при нагрузке Отс) и коэффициент преобразования, погрешность выходного сигнала датчика силы при указанных значениях нагрузки принимается равной нулю. В ходе проведенных экспериментов установлено, что значения погрешности выходного сигнала датчика в диапазоне нагрузок от 7 до Юте в условиях проведенного эксперимента определить не представляется возможным, так как погрешность в указанных узлах значительно меньше погрешности образцовой силозадающей установки (f(x)«0,01%). Следовательно, в данных узлах погрешность также можно принять равной нулю.
Исходя из того, что в формуле (1) происходит перемножение базисных полиномов на значения исходной функции в известных узлах, логично предположить, что производить расчет базисных полиномов для вышеуказанных значений нагрузки не имеет смысла, так как при подстановке (2) в (1) они будут обращены в нуль.
Проверка полученной степенной функции была проведена в среде MathCAD путем подстановки значений аргументов известных узлов и сравнения значений исходной и полученной функций в известных узлах [37]. Проведенная проверка показала полное совпадение значений исходной и полученной функций в известных узлах. График полученной степенной функции, построенный в среде MathCAD на основе 101 узла, приведен на рисунке 3.9.
Разработка алгоритмов функционирования и программного обеспечения блоков системы
Для реализации функций управления системой блок обработки имеет на передней панели четыре кнопки: две кнопки «балансировка», соединенные последовательно для снижения вероятности случайного нажатия, кнопка «калибровка», кнопка «фиксация». Все кнопки подключены к линиям порта ввода-вывода микроконтроллера МК2. При нажатии кнопки «фиксация» происходит прекращение обновления показаний на индикаторах блока обработки и в окне программы на ПЭВМ.
Нажатие кнопки «калибровка» запускает процедуру контроля работоспособности датчиков силы ДС1 - ДС4, заключающуюся в подключении калибровочного резистора между положительным выводом питания и одним из плеч тензорезистивного моста. Сопротивление калибровочного резистора подбирается таким образом, чтобы выходной сигнал датчика силы соответствовал уровню нагрузки 80% от номинального значения. Это дает возможность проконтролировать работоспособность каждого отдельного датчика, включая работоспособность первичных преобразователей и каналов связи, путем сравнения показаний индикаторов блока обработки с эталонным значением, соответствующему 80% от номинального значения нагрузки.
В начальный момент времени, после подачи питания на блок обработки, производится инициализация микроконтроллеров блока обработки, установление связи между ними и синхронизация, после чего осуществляется инициализация каналов связи и переход в штатный режим работы. Инициализация канала связи включает в себя следующие процедуры: 1. Определение подключения линий связи. 2. Определение типов датчиков, подключенных к блоку обработки. 3. Определение максимальной скорости приема/передачи каждого интерфейса. 4. Контроль работоспособности датчика силы посредством реализации функции балансировки и сравнения данных, полученных от датчика с эталонным значением. 5. Переход в штатный режим работы.
При работе системы в штатном режиме прием/передача данных осуществляется по волоконно-оптической линии связи по принципу запрос-ответ, с периодическим дублированием по цифровому интерфейсу RS-485. При отказе волоконно-оптической линии связи (частая потеря пакетов данных, отсутствие связи, некорректные данные и др.) осуществляется полный переход на проводной цифровой интерфейс связи с передачей кода ошибки на электронную вычислительную машину оператора.
Процедура инициализации канала связи с датчиком производится по алгоритму, приведенному на рисунке 4.9. Начало
После выполнения приведенного алгоритма осуществляется проверка максимальной скорости по выбранному интерфейсу связи, которая заключается в поочередной отправке пакетов от блока обработки информации с запросом ответа на определенной скорости начиная с минимальной (4800бит/с). Контроль корректности принятых пакетов осуществляется на стороне блока обработки. При приеме некорректного пакета в качестве мак 91 симальной скорости выбирается предыдущее значение скорости приема/передачи. В случае отсутствия ошибок на всех скоростях приема/передачи выбирается максимальная скорость 36400 бит/с.
В случае отсутствия соединения как по волоконно-оптической линии связи, так и по RS-485, а также во время процедуры инициализации работа осуществляется по аналоговым линиям связи с датчиками, при этом задействован встроенный АЦП микроконтроллера МК2 и дифференциальные усилители блока обработки.
Для учета аддитивной составляющей погрешности преобразования датчиков силы (погрешность нуля) перед началом штатной работы системы производится процедура обнуления показаний. Для проведения указанной процедуры необходимо нажать одновременно на две кнопки «балансировка», расположенные на передней панели блока обработки. Блок-схема алгоритма работы системы при осуществлении балансировки приведена на рисунке 4.10. Начало
При одновременном нажатии кнопок «балансировка» происходит сохранение значений, выдаваемых датчиками силы и сохранение их в энергонезависимой памяти микроконтроллеров. При последующем проведении замеров во время штатного режима работы происходит считывание ранее сохраненных значений и вычитание их из результатов измерений.
Для снижения уровня мультипликативной составляющей погрешности преобразования системы, вызванной различными значениями коэффициентов преобразования первичных преобразователей, а так же неидеальностью применяемых компонентов, в первую очередь - неидеальностью функции преобразования АЦП, в системе при работе в штатном режиме используются градуировочные коэффициенты, хранящиеся в энергонезависимой памяти микроконтроллеров. При этом возможны два способа занесения вышеуказанных коэффициентов.
Первый способ заключается в автоматическом расчете коэффициентов при воздействии на датчики силы номинальной нагрузки. При этом система переводится в режим калибровки и работает по следующему алгоритму: 1. Перевод системы в режим калибровки путем одновременного нажатия кнопок «калибровка» и «фиксация» на лицевой панели блока обработки информации. 2. Обнуление показаний первого канала посредством нажатия кнопок «балансировка» на лицевой панели блока обработки при отсутствии нагрузки на калибруемый датчик силы. 3. Задание номинального значения нагрузки на калибруемый датчик силы. 4. Нажатие кнопки «калибровка». 5. Расчет значений коэффициента преобразования для калибруемого датчика силы и их запись в энергонезависимую память микроконтроллера датчика силы. 6. Переход к следующему датчику силы посредством нажатия кнопки «фиксация», либо выход из режима калибровки посредством одновременного нажатия кнопок «калибровка» и «фиксация».
Второй способ заключается в программировании заранее известных коэффициентов преобразования посредством ПЭВМ через один из интерфейсов связи. При использовании второго способа возможно программирование коэффициентов преобразования непосредственно в датчики силы без использования блока обработки информации. Разработанная автором информационно-измерительная система измерения нагрузок на опоры электродомкратов стартового комплекса имеет следующие технические характеристики:
Сформулированы требования к информационно-измерительной системе измерения нагрузок, действующих со стороны ракеты-носителя, на опоры электродомкратов стартового комплекса.
Разработаны структурные схемы, алгоритмы функционирования, схемотехническая реализация и программное обеспечение датчиков силы и блока обработки ИИС измерения нагрузок, действующих на опоры электродомкратов стартового комплекса.
Отличительными особенностями разработанной ИИС является использование преимущественно отечественной элементной базы, перенос входных дифференциальных усилителей и АЦП из блока обработки в датчики силы, а также введение в датчики силы микроконтроллеров для цифровой обработки сигналов, включая нормирование, и реализации канала ВОЛС с дублированиєм посредством полудуплексного цифрового интерфейса связи типа RS-485 между ДС и блоком обработки. Заключение