Содержание к диссертации
Введение
1. Принвдпы построения и классификация вольтодобавочных устройств 15
1.1. Устройства компенсации реактивной энергии в системе тягового электроснабжения 15
1.2. Применение гибридных компенсаторов в электрических сетях 18
1.3. Обзор вольтодобавочных устройств для регулирования переменного напряжения 23
1.4. Классификация вольтодобавочных устройств с вентильными преобразователями 28
1.5. Построение преобразователей фазы на основе преобразователей частоты 31
1.6. Принцип четырехквадрантного векторного формирования добавочного напряжения электрической сети 33
1.7. Принцип шестиподдиапазонного пшротно-импульсного регулирования добавочного напряжения электрической сети 36
1.8. Компенсаторы реактивной энергии со стабилизацией напряжения 41
1.9. Стабилизаторы трехфазного напряжения 57
1.10. Вольтодобавочные устройства со звеном повышенной частоты для трансформаторных подстанций 70
Выводы 78
2. Трансформаторно-тиристорные преобразователи напряжения с импульсным, амплитудным и фазовым регулированием 79
2.1. Регулировочные свойства инверторов и вентильных коммутаторов переменного тока 79
2. Аналитические соотношения и анализ показателей регулирования переменного напряжения инверторами и вентильными коммутаторами переменного тока 84
3. Способы формирования и регулирования трехфазного напряжения от двух источников 98
4. Гармонический анализ трехфазного напряжения при питании нагрузки от двух источников напряжения 103
5. Амплитудно-фазовое регулирование инверторами трехфазного добавочного напряжения 116
6. Коэффициент связи характеристик стабилизаторов трехфазного напряжения и компенсаторов реактивной энергии 124
Выводы 126
Система управления компенсаторами реактивной энергии со стабилизацией напряжения и стабилизаторами напряжения 127
1. Принципы построения системы управления инверторами напряжения для компенсаторов реактивной энергии со стабилизацией напряжения и стабилизаторов напряжения 127
2. Требования к системе управления двухмостовым инвертором напряжения с четырехквадрантным формированием вектора добавочного напряжения 128
3. разработка и анализ функциональных схем системы управления двухмостовым инвертором с четырехквадрантным формированием вектора добавочного напряжения 131
4. Разработка, расчет и выбор функциональных элементов системы управления 145
Выводы 164
4. Электромагнитные процессы трансформаторных подстанций с вольтодобавочными устройствами в статических режимах 166
4.1. Уравнения и схемы замещения вольтодобавочного трансформатора со статическим регулятором 166
4.2. Расчет токов и напряжений вольтодобавочных устройств в установившемся режиме 178
4.3. Расчет токов и напряжений трансформаторной подстанции по схеме ВДУ-ГТ в установившемся режиме 178
4.4. Расчет параметров пассивных источников реактивной энергии 180
4.5. Определение параметров схемы замещения вольтодобавочного трансформатора по опытным данным 181
Выводы 184
5. Электромагнитные процессы трансформаторных подстанций с вольтодобавочными устройствами в динамических режимах 185
5.1. Обобщенные математические структуры МДП и ВДТ 185
5.2. Модульное построение математических моделей вольтодобавочных устройств 203
5.3. Математическое моделирование трехфазных мостовых преобразователей ведомых сетью 207
5.4. Математическое моделирование автономных иверторов и инверторов ведомых сетью с принудительной коммутацией 214
5.5. Математическое моделирование трансформаторов 217
5.6. Математическое описание систем управления и авторегулирования 221
5.7. Математическое описание сети и нагрузки 226
5.8. Математическое моделирование тиристорных преобразователей с промежуточным звеном постоянного тока 229
5.9. Математическое моделирование КРЭСН 240 5.10. Анализ и выбор численных методов для моделирования вольто добавочных устройств 253
5.11. Разработка комплекса программ для математического
моделирования вольтодобавочных устройств 250
5.11.1. Состав программного комплекса для математического моделирования ВДУ 261
5.11.2. Обобщенный алгоритм моделирования вольтодобавочных устройств 2 5.11.3. Алгоритм головной программы-диспетчера 271
5.11.4. Алгоритм подпрограммы обработки исходных данных 273
5.11.5. Алгоритм подпрограммы вычисления сторонних воздействий .273
5.11.6. Алгоритм рабочей подпрограммы 276
5.11.7. Алгоритм подпрограммы аппроксимации нелинейностей 277
5.11.8. Алгоритм сервисной подпрограммы обработки результатов моделирования 277
5.11.9. Алгоритм подпрограммы параметрической оптимизации методом случайного поиска с линейной тактикой 280
Выводы 285
6. Опыт промышленной эксплуатации вольтобавочных устройств для компенсации реактивной энергии и стабилизации трехфазного напряжения 287
6.1. Промышленная эксплуатация стабилизатора напряжения серии СТН -1500/380 287
6.2. Экспериментальные исследования компенсаторов отклонения напряжения и реактивной энергии 289
6.3. Результаты испытаний СТН на полигоне ВИТ 292
Выводы 297
Заключение 299
Список литературы
- Построение преобразователей фазы на основе преобразователей частоты
- Аналитические соотношения и анализ показателей регулирования переменного напряжения инверторами и вентильными коммутаторами переменного тока
- Требования к системе управления двухмостовым инвертором напряжения с четырехквадрантным формированием вектора добавочного напряжения
- Математическое моделирование КРЭСН 240 5.10. Анализ и выбор численных методов для моделирования вольто добавочных устройств
Построение преобразователей фазы на основе преобразователей частоты
Такая конфигурация схемы получила название гибридного (активно-пассивного) фильтра. В работе приведен сравнительный анализ различных схем реализации гибридных фильтров. Так при последовательном включении к схеме активного фильтра реактивного сопротивления его мощность может быть снижена более чем в два раза. Подключение активного фильтра параллельно реактору последовательной LC-цепи позволяет уменьшить мощность активной части в 25 раз. Таким образом, переход к схеме гибридного фильтра позволяет значительно сократить мощность его активной части, что является определяю 21 щим фактором при оценке массогабаритных и стоимостных показателей фильтра. Базисная модель гибридного фильтра состоит из трех параллельных ветвей, первые две из которых настроены, соответственно, на пятую и седьмую гармоники, последняя цепь предназначена для фильтрации всех остальных высших гармонических составляющих.
При этом к дросселю каждой из последовательных LC-цепей подключен активный фильтр, увеличивающий степень подавления гармоник пассивной частью. При таком схемном решении происходит улучшение формы потребляемого тока за счет компенсации всего спектра высших гармоник. Применение активного фильтра позволяет корректировать добротность и собственную резонансную частоту пассивной цепи. Силовая коррекция /60/ производится транзисторным ІІІИМ-преобразователем /101/ со специальной системой управления /41, 45/.
Сравнение АЧХ пятой гармонической составляющей тока гибридного и пассивного фильтра показывают очевидность преимуществ предложенной конфигурации фильтра, заключающейся в повышении добротности и степени компенсации высшей гармоники.
В /144, с. 116-133/ дано описание весьма перспективной схемы корректирующего устройства, названного компенсатором мощности искажения. Его основным звеном является инвертор напряжения с высокой частотой коммутации, выполненный на силовых транзисторах (или запираемых тиристорах), выходной ток которого модулируется так, чтобы его огибающая в сумме с током подключенного к той же сети нелинейного потребителя дала бы ток синусоидальной формы. В принципе такие устройства могут применяться для компенсации и реактивной мощности по первой гармонике, но их более целесообразно использовать в качестве корректирующих устройств совместно с пассивными фильтрами.
Известна также разработка сотрудников Московского энергетического института «Фильтр-стабилизатор переменного напряжения». Целью работы является стабилизация напряжения на шинах потребителя с устранением всего спектра токов высших гармоник, поступающих в сеть. В качестве составной части устройства использован активный фильтр. Авторами решена задача стабилизации напряжения и компенсации спектра высших гармоник тока с помощью активного фильтра. В качестве реактивного накопителя энергии использован конденсатор. Управление ключевыми элементами фильтра осуществляется методом дельта модуляции. Схема фильтра-стабилизатора реализована в виде макетного образца небольшой мощности. Полученные экспериментальные кривые тока подтверждают правильность принятых схемных решений/ Л5/.
Вместе с тем, перечисленные выше разработки относятся к установкам с мощной питающей сетью, которая отличается стабильными значениями индук-тивностей такой сети. Включение или отключение других потребителей не оказывает влияния на работу компенсаторов. Поскольку нагрузкой является сравнительно маломощный потребитель, в устройствах компенсации отпадает необходимость слежения за изменяющимися в процессе работы параметрами цепи нагрузки.
Компенсация реактивной энергии на тяговом подвижном составе имеет ряд особенностей, которые необходимо учитывать при разработке компенсирующих устройств. К их числу можно отнести соизмеримость мощностей электровоза и питающей подстанции, что отражается на величине и форме сетевого напряжения при перемещении локомотива вдоль участка электроснабжения. Значительные изменения в условия работы компенсатора вносит работа других электровозов, одновременно работающих на той же фидерной зоне, особенно рекуперирующих. Индуктивность тяговой сети и трансформатора подстанции оказывают существенное влияние на гармонический состав потребляемого тока, который изменяется при движении электровоза как по величине гармоник, так и по их спектральному составу. Режим работы электровоза определяет нагрев тяговых электродвигателей и изменение в этой связи их параметров, что также необходимо учитывать при разработке системы управления фильтром. Все перечисленные выше обстоятельства определяют особенности управления компенсатором реактивной мощности, установленном на электровозе. Параметры его регулятора должны изменяться в соответствии с изменяющимися условиями работы, что может быть реализовано с помощью специальных адаптивной системы управления.
В настоящее время проблеме повышения качества электроэнергии и ее экономии уделяется исключительно большое внимание. Она относится к приоритетным направлениям электротехники, рассматривается в государственных и отраслевых программах.
Созданные на сегодняшний день в России и за рубежом стабилизаторы и регуляторы переменного напряжения, устройства симметрирования трехфазного напряжения, системы коррекции коэффициента мощности с компенсацией энергии искажения в линиях электропередач частично решают поставленную проблему. Вместе с тем, они в той или иной степени не отвечают требованиям, предъявляемым к современным энергосберегающим системам по ряду технико-экономических показателей.
Комплексный подход к решению этих вопросов предусматривает, используя достижения науки и техники в области силовой и микроэлектроники, теории авторегулирования, электромеханики, создание устройств с улучшенными энергетическими и массогабаритными показателями, регулировочными и динамическими свойствами, в которых совмещены функции вышеперечисленных устройств.
Аналитические соотношения и анализ показателей регулирования переменного напряжения инверторами и вентильными коммутаторами переменного тока
При активной нагрузке форма тока сети имеет наибольшие искажения и в рассматриваемой схеме (рис. 2.12) повторяет форму напряжения нагрузки. Поэтому гармонический анализ напряжения нагрузки и выявление его искажений будет отображать наихудший случай снижения коэффициента мощноси сети.
Для сравнительного анализа исследуемых напряжений нагрузки (рис. 2.13, 2.14), определим коэффициенты несинусоидальности кн, искажения ки, формы кф и их зависимости от угла регулирования а. Эти коэффициенты определяются по следующим формулам: к„=_ , к„= Ж, k«= l-, (2.24) U ні U н и ср где ин и UHI - действующие значения выходного напряжения и его первой гармоники; UCP - среднее значение выходного напряжения; U - действующее значение суммы высших гармоник напряжения нагрузки. Действующее значение первой гармоники напряжения нагрузки по теореме косинусов Um=VUc+U ± 2- Uc ид1 cosp„ . (2.25) Здесь знаки "+" и "-" соответствуют согласному и встречному включению обмоток ВДТ и, следовательно, прибавлению добавочного напряжения к 104 напряжению сети или его вычитанию; Uc, Цщ - действующие значения напряжения сети и первой гармоники добавочного напряжения; COS(3H - коэффициент фазового сдвига первой гармоники добавочного напряжения, относительно напряжения сети.
При регулировании без сдвига первой гармоники COSPH = 1, И выражение (2.25) в относительных единицах имеет вид: где и(е) - мгновенное значение исследуемого напряжения. На основании выражений (2.26) - (2.29) коэффициенты гармонического анализа, через степени регулирования составляющих выходного напряжения (Ту -1; k9=J ; ки= . (2.30) UCP є s По формулам (2.30) получены аналитические выражения, связывающие коэффициенты гармонического анализа с углом а, которые приведены в таблице 2.1 .
На графиках (рис. 2.15 - 2.16) для сравнения представлены регулировочные и энергетические характеристики двух вольтодобавочных устройств, выполненных по схемам ВДТ-ИН и ВДТ-ТК.
Из рис. 2.15, 2.16 видно, что регулирование напряжения, и, следовательно, его искажения, схемой ВДТ-ИН начинается примерно на 10 раньше, чем схемой ВДТ-ТК. Кроме этого, регулировочные характеристики схемы ВДТ-ИН ближе к линейным. Гармонический состав в кривой выходного напряжения для схемы с ИН на интервале изменения а от 50 до 140 заметно лучше, чем для схемы с ТК и распределение действующего значения суммы высших гармоник во всем диапазоне регулирования более равномерное. В частности, для сравниваемых схем, кн не превышает величины, установленной ГОСТ 13109-67 (5 %), при регулировании ИН в диапазоне + 18 % и регулировании ТК в диапазоне ± 12 % . Это указывает на расширение диапазона высококачественного регулирования напряжения в устройствах с инверторами напряжения. Снижение искажений в кривой выходного напряжения, при замене в цепи возбуждения ВДТ тиристорных коммутаторов на инверторы, можно проследить также по зависимости ки = f(oc).
Сравнивая коэффициенты кн и кф, которые для синусоидального напряжения соответственно равны 0 и 1,11, можно отметить, что для схемы ВДТ-ТК коэффициент несинусоидальности со значением кн = 0, повторяется три раза при а = 0, а = 90 и а =180, а для схемы ВДТ-ИН только один раз при а = 90. В тоже время коэффициент формы, со значениями кф = 1,11 в той и другой схеме без нулевого провода повторяется 5 раз (см. рис. 2.21, 2.22), причем в схемах с ИН все эти пять точек находятся в рабочей зоне регулирования, в то время как для схемы с ТК, в рабочей зоне находятся только три точки (в рабочую зону ТК можно не вносить интервалы изменения а [0,20] и [160, 180]). На интервале изменения а от 45 до 135 при глубине регулирования К = 0.2 коэффициент формы кф отклоняется от значения 1,11 в обе стороны практически одинаково для обеих схемах. Анализ показывает возможные пути для улучшения формы напряжения только для ехемы ВДТ- ИН (ограничение начального и конечного углов а на 15, регулирование напряжения на входе инвертора).
Требования к системе управления двухмостовым инвертором напряжения с четырехквадрантным формированием вектора добавочного напряжения
Система работает следующим образом. Синхронизируемый от сети генератор ГСИ вырабатывает импульсы с частотой f = 100 Гц, от которых запускается ГТН, формирующий на выходе однополярное положительное треугольное напряжение с частотой f = 50 Гц. При помощи сумматора С осуществляется смещение треугольного напряжения на величину отрицательного сигналам UCM, для формирования двухполярного треугольного напряжения, поступающего на вход компаратора К, на второй вход которого поступает сигнал с датчика отклонения реактивной мощности. Выходное прямоугольное напряжения компаратора проходит через логический переключатель ЛП, который формирует на выходе импульсное напряжение с частотой f = 100 Гц и фазой: «+»3 - если сигналы с обоих датчиков положительны; «-»Р - если сигнал с датчика реактивной мощности изменил знак на отрицательный; п - (3 - если сигнал датчика отклонения напряжения изменил свой знак на отрицательный; (5 — тс - если сигналы с обоих датчиков отрицательны. Генератор меандра ГМ формирует прямоугольное двухполярное напряжение со скважностью импульсов Q = 2 и частотой f = 50 Гц.. Активный фильтр Ф формирует синусоидальный сигнал с частотой сети и регулируемой фазой р, в зависимости от сигналов управления с датчиков отклонения напряжения и реактивной мощности. Так осуществляется регулирование по фазе синхронизированного с сетью опорного напряжения. Затем происходит формирование последовательностей управляющих импульсов с углами управления а и % - а относительно синхроимпульсов с фазой Р относительно напряжения сети. С помощью выпрямителя В и ограничителя напряжения ОН формируется однополярное напряжения с ограниченным верхним уровнем, которое поступает на вход компаратора К, на второй вход которого подается сигнал с датчика отклонения напряжения на нагрузке. Назначение компаратора - зафиксировать фронтами и спадами выходного напряжения моменты а и % - а. Формирователь коротких импульсов ФКИ дифференцирует прямое и инверсное напряжения компаратора и формирует короткие импульсы с частотой fMOO Гц и фазами а - на одном и л - а - на втором выходах соответственно. Этими импульсами управляется формирователь широких импульсов, выходные сигналы которого усиливаются выходными каскадами отпирания-запирания ВКОЗ. Сформированные на выходе ВКОЗ импульсы передаются на управляющие электроды относительно катодов тиристоров первого ИН1 и второго ИН2 инверторов фазы А.
Аналогично происходит формирование управляющих импульсов тиристоров двух других фаз. Так канал формирования управляющих импульсов с углами а и к - а для тиристоров фазы В синхронизируется от синусоидального напряжения, повернутого на 120 посредством фазовращателя ФВ. Для тиристоров фазы С канал, формирующий управляющие импульсы, синхронизируется напряжением, полученным с помощью инвертирующего сумматора ИС, на входы которого подаются два первых синусоидальных напряжения. 2 З 4 5 6 Временные диаграммы, пояс няющие принцип формирования управляющих импульсов для тири сторов одной фазы трехфазного двухмостового инвертора напряже ния приведены на рисунке 3.6. Из диаграмм видно, что для получения управляющих импульсов фазы А с фазами а и тс-а относительно опорного напряжения с фазой р, на вход системы управления должен 7 подаваться сигнал, сдвинутый на 90 относительно напряжения сети 8 фазы А, для обеспечения линейно- 9 го регулирования добавочного на- 10 пряжения. Такое напряжение мож- но получить путем нахождения 12 разности векторов напряжения для із фазы В и С, т.е. UBC- 0 0 ;я-Р; 3+а р+тс-а Цифрами на диаграмме обозначены следующие напряжения: 1 - входное линейное напряжение Рис 36 Временные диаграммы работы сис-сети; 2 - выходное напряжение темы управления ГСИ; 3 - выходное напряжение ГТН; 4 - входные напряжения компаратора К; 5 - выходное напряжение генератора меандра ГМ; 6 - напряжение на выходе активного фильтра Ф; 7 - напряжение, ограниченное ОН; 8 - выходное напряжение компаратора К; 9, 10 -импульсные напряжения на выходах ФКИ с фазами а и тс - а относительно опорного напряжения; 11-14 - выходные напряжения формирователя широких импульсов ФШИ.
Однако предложенная схема системы управления (рис. 3.5) обладает недостатками. Основной из них состоит в том, что из-за применения аналогового генератора треугольного напряжения ГТН система управления будет обеспечивать устойчивую работу системы компенсации лишь в случае медленного изменения сигнала с датчика реактивной мощности ДРМ. При больших скоростях изменения этого сигнала, такая система может повлечь за собой неустойчивую работу всего устройства. Это объясняется следующим образом. Для четырех-квадрантного регулирования вектора добавочного напряжения, система управления обрабатывает два независимых сигнала с датчиков отклонения напряжения и реактивной мощности, т.е. имеет место наличие двух обратных связей, причем, работа одной из них определенно зависит от другой обратной связи. Это означает, что компенсация реактивной мощности, в свою очередь, вызовет стабилизацию напряжения нагрузки, и наоборот, стабилизация напряжения вызовет компенсацию реактивной мощности. Поэтому, есть опасение, что при больших отклонениях сигналов обратных связей, система может оказаться в зоне неустойчивой работы. Предусматривая эту вероятность, предлагается усовершенствованная система управления - рис. 3.7, в которой аналоговый генератор треугольного напряжения заменен на цифровой. Этим обеспечивается определенная зона нечувствительности к сигналу с ДРМ. Выходное напряжение ГТН имеет ступенчатую форму с заданным числом ступеней, которое определяется из расчета допустимого колебания частоты напряжения в соответствии с ГОСТ (относительное изменение частоты напряжения не должно превышать ± 0,1 %). Такой расчет будет выполнен позже на этапе разработки фунциональ-ной схемы системы управления.
Математическое моделирование КРЭСН 240 5.10. Анализ и выбор численных методов для моделирования вольто добавочных устройств
Для приведения величин цепи обмотки возбуждения wB к цепи последовательной обмотки Wn второе уравнение системы (4.2) домножим на коэффициент трансформации кВт = wn / wB, а слагаемые с Ів в обоих уравнениях умножим и разделим на кВт- Тогда система (4.2) примет вид: (43) Uc UH = гп 1п + jxn Іп+Іхпв хпв Г U f = гв Гв + jx B І в+jx ne 1п, где гв=квт гв и х в= квт хв - приведенное активное сопротивление и приведенное полное собственное индуктивное сопротивление обмотки возбуждения; x nB=kBT-xnB - приведенное сопротивление взаимоиндукции; U f=kBT-Uf и Ів=1/квт -Ів - первые гармоники приведенных значений напряжения и тока обмотки возбуждения. Математические операции, которые эквивалентны замене магнитной цепи ВДТ на электрическую, следующие: в первом уравнении системы (4.3) прибавим и отнимем jx g ij; во втором уравнении прибавим и отнимем jx B І в; приведем подобные слагаемые относительно токов ij и Ів. После этих операций получим уравнения, позволяющие составить электрическую схему замещения ВДТ: Um = Т Х + ХсА + JxcBiMB; \ (4.4) МВ 1 " В 168 где Хсст = Хс - х св - индуктивное сопротивление рассеяния последовательной обмотки; хса = хъ- х св - приведенное индуктивное сопротивление рассеяния обмотки возбуждения ВДТ; 1мв - ток намагничивания магнитопровода.
В общем случае, напряжение преобразователя Unl можно представить выражением Unv=KTUM=KTFn.UM1eJ \ (4.5) где Fn - передаточная функция тиристорного преобразователя; UMi и а - амплитуда и фаза вектора первой гармоники напряжения преобразователя. Для учета потерь в стали и насыщения магнитопровода трансформатора, в контур намагничивающего тока вместо jxCB введем сопротивление (H) + jXMB(i), (4.6) где гмв(ц) и хДц) - активное и индуктивное сопротивления контура намагничивания, в функции магнитной проницаемости стали магнитопровода. Будем полагать, как и в [8], что rMB00 - 4fS (4.7) mE„ ев awRuS. х-(И) св У , (4-8) где рмг - потери в стали ВДТ; m - число фаз; Ев- приведенная ЭДС обмотки возбуждения; ш = 2ni - круговая частота сети; wB- приведенное число витков обмотки возбуждения; Scp, ср- среднее сечение и длина средней линии магнитопровода; р, - магнитная проницаемость магнитопровода ВДТ.
Введем понятие относительного дифференциального коэффициента Ху, учитывающего насыщение стали д dHj/ dH где ВІ5 Hj, \ij - индукция, напряженность и магнитная проницаемость в і-ой точ 169 ке характеристики намагничивания; В, Н, ji - шгдукция, напряженность и магнитная проницаемость на ненасыщенном участке характеристики намагничивания. Используя выражение (4.9), и учитывая формулы (4.7) и (4.8), выражение для полного сопротивления намагничивающего контура может быть записано в виде ZMB= i2rMB + J xMB, (4.10) где гмв, хмв - активное и индуктивное сопротивления контура намагничивания при ненасыщенной магнитной цепи. При кусочно-линейной аппроксимации характеристики намагничивания, коэффициент Х{ можно определить из следующего выражения ;ц=Ммц (4.11) tgvM где \/щ - угол наклона касательной, проведенной через і-ую точку характеристики намагничивания, к оси абсцисс; \(УМ - угол наклона ненасыщенного участка характеристики В(Н), аппроксимированной прямой линией.
Отметим, что коэффициент А,І может быть непосредственно определен не только по характеристике намагничивания, но и по вебер-амперной характеристике и характеристике холостого хода ВДТ, независимо от системы единиц, в которой решается задача. Это обстоятельство имеет большое значение при практических решениях задач, т.к. значительно упрощается вопрос учета насыщения и позволяет без дополнительных перерасчетов определить ХІ по любой из вышеупомянутых характеристик ВДТ, заданной по условию задачи.
Используя в уравнениях (4.4) обозначения Zn =гп + jxna, Z/B=rB+ jx и UH=ZH-in, a jx nB заменяя на ZMB, получим: Uc=(Zn +2н)"1п +2MB N Из уравнений (4.12) с учетом выражений (4.5), можно получить расчетные формулы для исследования рабочих режимов ВДТ. Системе уравнений (4.12) соответствует Т-образная схема замещения ВДТ, приведенная на рис. 4.2, а. Эта схема по внешнему виду имеет сходство со схемой замещения обычного трансформатора напряжения. Отличие заключается в том, что она получает питание с двух сторон и нагрузка включена в первичную цепь.
Представленная схема замещения отображает уравнения не только ВДТ, но и автотрансформатора (AT) и трансформатора тока (ТТ). Если U f заменить на U c или U H, то получим схему повышающего или понижающего AT, а если на гА Гв (где гА - сопротивление амперметра) то схему ТТ. н Uc-U f Т о Рис. 4.2 Т-образная (а) и упрощенная (б) схемы замещения ВДТ В ряде случаев, с достаточной для инженерных расчетов точностью, можно приближенно положить, что Імв 0- Такое допу щение может быть сделано при исследовании установившихся режимов
ВДТ, работающего без насыщения, т.е. когда ZMB»Zn&Z в. При этом допущении схема замещения ВДТ упрощается. Она приведена на рис. 4.2, б и получена после простых преобразований Т-образной схемы замещения, имеющей разрыв в контуре намагничивания.
