Содержание к диссертации
Введение
1. Анализ и синтез алгоритмов управления ключами автономного инвертора напряжения
1.1 Постановка задачи и основные допущения 13
1.2 Управление автономным инвертором напряжения при прямоугольной модуляции 17
1.3 Анализ алгоритмов управления инвертором при модуляции напряжений по синусоидальному закону 24
1.4 Синтез алгоритмов управления ключами инвертора 37
1.5 Заключение по главе 47
2. Синтез спектральных моделей автономного инвертора напряжения при различных алгоритмах модуляции
2.1 Допущения, принятые при синтезе спектральных моделей 49
2.2 Синтез спектральных моделей для алгоритмов с синусоидальной модуляцией 51
2.3 Синтез спектральных моделей автономного инвертора напряжения при отклонении сигналов управления от синусоидальной формы 55
2.4 Сравнительный анализ и выбор алгоритма управления автономным инвертором напряжения 60
2.5 Заключение по главе 64
3. Синтез математической модели вентильно-электромеханической системы
3.1 Постановка задачи и основные допущения 66
3.2 Синтез математической модели преобразователя частоты при различных алгоритмах модуляции 70
3.3 Выбор математической модели асинхронного двигателя 73
3.4 Применимость двухфазных моделей асинхронного двигателя при анализе динамических режимов в электроприводе 80
3.5 Заключение по главе 89
4. Анализ квазиустановившихся процессов в асинхронном электроприводе
4.1 Квазиустановившиеся процессы в объектах управления частотно-регулируемых электроприводов 90
4.2 Исследование квазиустановившихся и переходных процессов на основе математической модели системы 94
4.3 Экспериментальное исследование квазиустановившихся процессов и описание экспериментальной установки 101
4.4 Анализ причин возникновения качаний в вентильно-электромеханических системах с асинхронными двигателями 104
4.5 Заключение по главе 109
Заключение
Список литературы
- Управление автономным инвертором напряжения при прямоугольной модуляции
- Синтез спектральных моделей автономного инвертора напряжения при отклонении сигналов управления от синусоидальной формы
- Синтез математической модели преобразователя частоты при различных алгоритмах модуляции
- Исследование квазиустановившихся и переходных процессов на основе математической модели системы
Введение к работе
К концу двадцатого века наметилось резкое увеличение производства электроприводов переменного тока, особенно в продукции зарубежных фирм. Так в 1980 г. доля поставляемых фирмами объединения ABB приводов переменного тока составляла 5% от их общего объема поставок. Однако к 1992 г. доля поставляемых электроприводов переменного тока уже составляла 70% и этот показатель продолжал увеличиваться [69].- Аналогичная картина, хотя и в несколько других масштабах, наблюдается в выпуске продукции отечественных предприятий. Такое положение дел определили достижения ученых в области теории ЭП переменного тока и преобразовательной техники, а так же ряд технико-экономических причин:
Управление автономным инвертором напряжения при прямоугольной модуляции
Другая разновидность систем векторного управления - системы с идентификаторами состояния [32], где большинство элементов системы управления построены на основе преднамеренного введения скользящих режимов [23,24], что делает элементы системы инвариантными к изменению параметров. Так как в таких системах для измерения требуются только датчики тока и напряжения, то эти системы могут применяться с АД общего исполнения. Преобразователи частоты с такими системами управления безусловно являются перспективными, но в то же время функционирование систем векторного управления с идентификацией параметров осуществляется по достаточно сложным алгоритмам. Это увеличивает стоимость таких ПЧ по сравнению с ПЧ с модульным (скалярным) управлением моментом, за счет применения более дорогого контроллера и интеллектуального труда, затраченного на разработку более сложных алгоритмов управления. Следует отметить, что модернизация осуществляется в основном ЭП станков и общепромышленных механизмов, которые в большинстве своем не требуют регулирования скорости вниз от основной более 100 (DH 100) при однозонном, либо двухзонном регулировании и при ограниченных требованиях к качеству переходных процессов. В то же время при выборе поставщика электрооборудования серьезное внимание уделяется таким показателям, как стоимость, экономичность, надежность, простота обслуживания и т. д. Электроприводы для таких механизмов можно создать на основе простейших алгоритмов модульного (скалярного) управления. В 1995-97 годах научно-производственным предприятием «Новтех» совместно с кафедрой электропривода ВоГТУ была выполнена разработка ЭП с модульным (скалярным) управлением электромагнитным моментом, а с 1997 года начато их серийное производство. В разработанных ЭП инвертор работает в режиме источника напряжения и используется два алгоритма, - с двухполярной сплошной синусоидальной модуляцией (ДССМ) на основе сравнения синусоидальных сигналов с сигналами развертки и с прямоугольной модуляцией на средних интервалах полупериодов. Применение простейших алгоритмов управления позволило в кратчайшие сроки выполнить разработку и освоить серийное производство электроприводов. В то же время дальнейшие исследования и опыт эксплуатации промышленных образцов показали, что используемые алгоритмы не оптимальны по целому ряду показателей, - уровню потерь в вентилях инвертора, коэффициенту использования напряжения источника питания инвертора, равномерности вращения ротора на низких уровнях скорости (при широком диапазоне регулирования). Это и привело к необходимости решения задачи модернизации разработанной серии ЭП. Однако, даже в этом классе систем имеется множество функциональных и технических решений, которым соответствуют различные уровни показателей качества. Поэтому разработка и реализация конкурентно-способных электроприводов требует отыскания компромисса между большим количеством противоречивых (иногда взаимоисключающих) показателей. Большинство работ по этим вопросам дают оценку отдельных показателей, таких как качество формы напряжения и тока, коэффициент использования напряжения питания преобразователя, дополнительные потери энергии в асинхронной машине [8, 28,92], равномерность вращения ротора машины и т. п. Кроме того, в [28] предложена методика оценки качаний момента и скорости двигателя в зависимости от спектрального состава формируемых напряжений, связанных и со способом модуляции. В то же время чаще не рассматривается, к чему приводит улучшение любого из перечисленных показателей при оценке качества электропривода в целом. Все вышеперечисленные факторы, определили цель исследований -анализ и синтез алгоритмов управления электромагнитными переменными в асинхронных электроприводах со скалярным регулированием момента. Для достижения этой цели в диссертационной работе решены следующие задачи: 1) Определен перечень основных показателей качества и принципы отыскания рационального компромисса между этими показателями для различных групп объектно-ориентированных электроприводов. 2) Выполнен анализ движения пространственного вектора напряжения и особенности энергообмена для различных алгоритмов скалярного управления электромагнитным ммоментом. 3) Синтезированы спектральные модели АИН при различных алгоритмах модуляции, и на основе их сравнительного анализа определена зависимость установленной мощности двигателя от используемого алгоритма, а так же частоты модуляции при бестрансформаторном подключении преобразователя к сети.
Синтез спектральных моделей автономного инвертора напряжения при отклонении сигналов управления от синусоидальной формы
Анализ спектральных моделей (табл. 2.5) подтверждает, сделанный ранее вывод о том, что с отклонением сигналов управления от синусоидальной формы увеличиваются амплитуды всех гармонических напряжения. Поэтому увеличение коэффициента использования напряжения питания инвертора по первой гармонической составляющей возможно лишь ценой увеличения амплитуд высших гармонических. При любом алгоритме управления с ШИМ с учетом падения напряжения в вентилях и возможных колебаний напряжения сети при бестрансформаторном подключении преобразователя к сети номинальный режим работы двигателя при соединении обмоток фаз в звезду не обеспечивается. Эти ограничения особенно ощутимы при необходимости реализовывать двухзонное регулирование скорости. Исключения составляют лишь алгоритмы с ШИР (табл. 2.5), но здесь амплитуды высших гармонических напряжений недопустимо велики. Влияние кратности частот S на амплитуды высших гармонических существенно при синусоидальных сигналах управления (табл. 2.2). При отклонении сигналов от синусоидальных (табл. 2.5) уже при S 24 эта зависимость слабо выражена и дальнейшее увеличение частоты модуляции становится нецелесообразным. Результаты исследований позволяют заключить, что по большинству принятых для анализа показателей, кроме качества формы напряжения, преимуществом обладает управление с ШИР на средних интервалах полупериодов формируемого напряжения. Несмотря на то, что при таком управлении величина предкоммутационных токов может превышать среднее значение в 1.5-1.8 раза, возможность уменьшить количество переключений в 3 раза обеспечивает общее снижение динамических потерь в вентилях. В то же время за счет высших гармонических составляющих увеличиваются потери в асинхронной машине, а за счет переменных составляющих электромагнитного момента равномерное вращение ротора возможно лишь в ограниченном диапазоне регулирования, - D=6-20 в зависимости от мощности двигателя [8,22]. И если дополнительные потери в магнитопроводе невелики (1.5-2%), то потери в меди обмоток (и особенно в стержнях ротора) увеличиваются и за счет эффекта вытеснения тока. В результате общее увеличение потерь в системе преобразователь-двигатель будет завышено. Кроме того коэффициент мощности машины будет ниже, чем при питании от источника синусоидального напряжения [7,12].
Поэтому такой алгоритм управления целесообразно использовать в высокоскоростных и сверхвысокоскоростных электроприводах (fsn 1000 Гц) с ограниченным рабочим диапазоном регулирования, где не обеспечить достаточную кратность частот для реализации ШИМ.
Обратная картина наблюдается при управлении с двухполярной сплошной синусоидальной модуляцией на полупериодах (ДССМ). Здесь при кратности частот S 120 (табл. 2.2) амплитуды высших гармонических напряжений уменьшаются до уровня, при котором их влиянием можно пренебречь. В то же время ухудшаются остальные показатели качества системы. Уменьшение динамических потерь в вентилях здесь можно обеспечить ограничившись кратностью частот S=24. Но при этом амплитуды первых высших значащих гармонических (v=23,v=25) увеличиваются до 10-11 В.
Улучшить показатели при ДССМ можно путем усложнения алгоритма и перехода на симплексный метод модуляции по синусоидальному закону (ССМ). При таком управлении увеличивается амплитуда первой гармонической, уменьшается уровень возврата энергии в компенсирующий конденсатор и снижается количество коммутаций за период формируемого напряжения (табл. 2.2). Исследование алгоритмов при отклонении сигналов управления от синусоидальных обусловлено поиском компромисса между коэффициентом использования напряжения питания инвертора и допустимым уровнем амплитуд высших гармонических. По первому показателю наилучшие результаты достигаются при симплексной линейной модуляции (СЛМ) и если снижение амплитуды 5-й гармонической до 3.5% от амплитуды первой удовлетворяет требованиям конкретной серии электроприводов, то такой алгоритм можно рекомендовать к применению. Одним из принципиальных показателей, влияющих на технико-экономические характеристики электропривода, является коэффициент использования напряжения питания инвертора. Как отмечалось, ни один алгоритм с ШИМ при бестрансформаторном подключении к сети 380/220 В не обеспечивает работу машины в номинальном режиме, а тем более в верхней зоне с P=const. Чтобы устранить этот недостаток, возможны различные решения: 1) Подключить преобразователь к питающей сети через повышающий трансформатор; 2) Переключить соединение фаз со звезды на треугольник; 3) Форсировать напряжения за счет изменения алгоритма модуляции; 4) Выбирать двигатель с габаритной мощностью больше расчетной. Первое решение крайне нежелательно, поскольку приводит к снижению технико-экономических показателей не только преобразователя, но и электропривода. Поэтому его целесообразно использовать при работе с двигателями, рассчитанными на повышенное напряжение. Переключение схемы соединения фаз машины не требует дополнительных затрат, но для его реализации необходимо, чтобы все шесть концов обмоток были выведены на клеммник, что не характерно для серий машин общего исполнения. Третье решение возможно на основе комбинированного алгоритма управления. Если при ДССМ продолжать увеличивать сигнал управления амплитудой в зоне, близкой к номинальной частоте, то сначала система перейдет на работу с ДСМ, а затем в режим ШИР с ур=1.
Синтез математической модели преобразователя частоты при различных алгоритмах модуляции
Ранее были рассмотрены свойства ПЧ, выполненного по схеме НВ-АИН, представляющего одну из частей современного автоматизированного ЭП. Второй частью силового оборудования в ЭП является электромеханический преобразователь энергии (ЭМП), в рассматриваемом случае АД, процессы в котором, даже при питании от источника трехфазного симметричного синусоидального напряжения, описываются нелинейной системой дифференциальных уравнений. Вместе с ПЧ ЭМП образует вентильно-электромеханическую систему, свойства которой в основном и определяют достижимое качество регулирования ЭП в целом. В функциональной схеме ВЭМС ЭП с АД с короткозамкнутым ротором (рис. 3.1), полученной из обобщенной схемы ВЭМС, при условии, что в качестве основного источника энергии используется трехфазная промышленная сеть переменного тока [22] и исключается преобразователь электрической энергии в цепи ротора.
Система дифференциальных уравнений, описывающая электромагнитные и электромеханические процессы в частотно-регулируемом ЭП, создается на основе различных моделей двигателя, использующих различные уровни допущения. Для анализа квазиустановившихся и переходных электромагнитных процессов при синусоидальном напряжении, подаваемом на АД можно использовать либо методы, основанные на теории электрических цепей [56,61], либо методы, основанные на уравнениях теории электромагнитного. поля [77,82]. При использовании этих методов простейшими математическими моделями АД будут [27,56]: 1) Эквивалентная статическая RL-нагрузка. 2) Двухфазная модель АД в неподвижных осях. 3) Трехфазная модель АД в неподвижных осях. Достижения современной вычислительной техники позволяют в настоящее время выполнять анализ преобразовательных устройств любой сложности и в различных режимах работы. Создание математических моделей для изучения стационарных и переходных электромагнитных процессов в вентильных преобразователях с учетом реальных нелинейных характеристик самих полупроводниковых элементов чрезвычайно трудноосуществимо. Но как показали многочисленные теоретические и экспериментальные исследования, для получения результатов анализа электромагнитных процессов, верно отражающих действительное поведение преобразователей, достаточно полупроводниковые элементы считать идеальными [29,84]. Таким образом, напряжение, подаваемое с выхода ГГЧ на фазы статора АД, можно описать просто циклической последовательностью ступенчатых функций. Таким образом, целью данной главы будет являться синтез математической модели вентильного преобразователя и выбор математической модели асинхронного ..двигателя для синтеза математической модели совместной работы преобразователя частоты и асинхронного двигателя. Высокий порядок и неоднозначность математического описания, адекватно представляющих ВЭМС, сложность алгоритмов управления почти исключают возможность создания высокопроизводительных СУ ЭП и самих ВЭМС без широкого применения средств вычислительной техники. При этом синтезируемые модели должны обладать универсальностью, структурной гибкостью и наблюдаемостью. Первые два требования решаются путем синтеза обобщенной модели ВЭМС [22,42], а наблюдаемость, т.е. возможность оценить результаты моделирования, — путем рационального выбора координат и пространств. Синтез полной модели целесообразно разделить на несколько этапов [74]: 1) Синтез математической модели ВП, работающего по жесткой программе без учета обратного влияния ЭМП. 2) Синтез математической модели ЭМП при работе с идеализированным ВП. 3) Объединение двух первых моделей с введением внешних и внутренних обратных связей. 4) Экспериментальное исследование модели с целью уточнения ее математического описания для рассматриваемого круга задач. В общем виде алгоритм, реализующий моделирование процессов в системе НВ-АИ-АД, приведен на рисунке 3.2, а реализация его на языке Object Pascal в среде Delphi5 приведена в Приложении 3.
Блок ввода исходных данных позволяет выбрать вид анализируемой модуляции, частоту и амплитуду формируемого напряжения, частоту модуляции, ввести параметры двигателя и механизма, а также время начала и окончания различных процессов. В блоке инициализации начальных условий задаются начальные условия для рассматриваемой системы дифференциальных уравнений (значения isa, isb, isc, ira hb, ire» w, M). В блоке формирования Usa(t), Usb(t), Usc(t) в зависимости от вида заданного алгоритма и от текущего состояния времени формируются фазные напряжения. В этом же блоке происходит слежение за «текущим» состоянием времени с целью отслеживания окончания периодов модуляции и 30 интервалов, а также периодов формируемого напряжения для корректного определения значений фазных напряжений. Блок интегрирования дифференциальных уравнений включает в себя саму систему дифференциальных уравнений, записанную в форме Коши, а также методы численного интегрирования, из которых реализованы метод Эйлера и А. В. Башарина [30]. Блок вывода результатов включает в себя создание файлов и запись в них интересующей информации.
На основе анализа диаграмм управляющих импульсов и фазных напряжений при симплексных алгоритмах модуляции функции Usa(t), Usb(t), Usc(t) на периодах модуляции 30 интервалов описываются зависимостями, приведенными в таблице 3.1 (указаны значения для полупериода формируемого напряжения). В таблицах 3.2 и 3.3 приведены значения соответственно для ДСМ на крайних интервалах и ДССМ. Значение времени открытого состояния вентилей на периоде модуляции рассчитывается по зависимостям, приведенным в первой главе.
Исследование квазиустановившихся и переходных процессов на основе математической модели системы
Энергетическая часть современных частотно-регулируемых электроприводов включает в себя полупроводниковый преобразователь электрической энергии и электромеханический преобразователь (асинхронный или синхронный двигатель), которые вместе с присоединенными механизмами образуют объект управления. Если источником питания является трехфазная промышленная сеть, то в энергетическом канале осуществляется трехкратное преобразование энергии, - из энергии сети в регулируемую, либо нерегулируемую энергию постоянного тока, из энергии постоянного тока в регулируемую энергию переменного тока, а из нее в механическую энергию. Вентильная часть этого канала монтажно может объединяться в единый блок (НПЧ), либо компоноваться из двух вентильных блоков, - выпрямителя и инвертора. Ограничимся анализом процессов в установках второго типа (со звеном постоянного тока), которые в электроприводах малой и средней мощности получили наибольшее распространение. Преобразователи со звеном постоянного тока реализуются либо по схеме управляемый выпрямитель-автономный инвертор, либо неуправляемый выпрямитель-автономный инвертор. Bo-второй реализации все функции управления (амплитудой, частотой, формой и фазой) осуществляются в инверторе путем ШИМ или ШИР. В современных ЭП используются инверторы на IGBT-модулях с микропроцессорным управлением, обладающие высоким быстродействием и регулировочными возможностями и позволяющие формировать огибающие токов и напряжений на выходе любой требуемой формы с высокой точностью. Тем не менее в процессе наладки и эксплуатации ЭП на основе таких преобразователей могут возникнуть качания скорости и момента даже при постоянных уровнях управляющих воздействий, которые особо ощутимы в режимах холостого хода без присоединенного к валу механизма. Многочисленные исследования показали, что это явление не связано с алгоритмами и системами управления, а является свойством энергетической части ЭП, построенной на основе системы АИН-АД. Поэтому для разработки дополнительных средств компенсации качаний необходимо определить, что вызывает эти качания, что их поддерживает и усиливает. Исследования электромагнитных и электромеханических переходных процессов в асинхронных машинах имеет длинную историю. Фактически эти исследования можно разделить на две большие группы - исследование электромагнитных и электромеханических процессов при пуске АД [1,3,47,54] и исследование их в квазиустановившемся режиме в ВЭМС с АД. Результаты исследования пуска АД выполнены достаточно подробно и позволяют охарактеризовать этот процесс следующим образом [1,3,50,85]: 1) Электромагнитные процессы в асинхронной машине носят существенно колебательный характер и сопровождаются возникновением ударных моментов. 2) Возникновение этих колебаний объясняется взаимным влиянием свободных и вынужденных составляющих электромагнитных переменных, определяющих особенности возбуждения электромагнитного поля машины. 3) Для устранения этих явлений следует использовать двухступенчатый пуск с предварительным возбуждением электромагнитного поля. Дополнительные исследования на основе векторных моделей показали, что при подключении асинхронной машины к источнику напряжения амплитуды пространственных векторов достигают установившихся значений за время, определяемое малыми постоянными времени потоков рассеяния машины, а качания электромагнитного момента определяются слабодемпфированными качаниями пространственного угла между векторами. Поскольку наибольшая колебательность процессов соответствовала неустойчивой части механической характеристики, было сформулировано предположение, что в частотно-регулируемых электроприводах с предварительным возбуждением потокосцепления и формированным частотным пуском качания будут отсутствовать, поскольку система управления «не выпускает» машину на неустойчивую часть механической характеристики. Таким образом, вопросы двухступенчатого пуска АД представляются достаточно исследованными и не рассматриваются в рамках данной работы. При исследовании квазиустановившихся режимов приоритет прежде всего уделяется вопросу устойчивости работы ВЭМС на разных уровнях задания частоты. Как показали исследования квазиустановившихся процессов в ВЭМС с АД качания скорости и момента могут возникать при постоянных уровнях сигналов управления, причем при неблагоприятных сочетаниях параметров вентильного преобразователя и двигателя эти качания могут усиливаться вплоть до возникновения неустойчивых режимов работы. Поэтому, кроме учета особенностей управляемой асинхронной машины при разработке частотно-регулируемых электроприводов, появилась еще одна задача, - обеспечение электромагнитной и энергетической совместимости преобразователя частоты и асинхронного двигателя. Математические исследования электромагнитных процессов в частотно-регулируемых электроприводах с учетом взаимного влияния преобразователя, фильтра и двигателя [11,17,41] применительно к преобразователям, выполненным по схеме «управлямый выпрямитель-ЬС-фильтр-автономный инвертор», позволили авторам сделать следующие заключения: 1) В ЭП на неблагоприятных частотах возникают колебания и возможен неустойчивый режим работы. 2) Неустойчивый режим работы возникает при работе без нагрузки на низких частотах (fs =0.02-0.2) при недостаточной емкости конденсатора " фильтра и обусловлен взаимным влиянием преобразователя и двигателя. 3) Для демпфирования колебаний рекомендуется, не увеличивая емкость конденсатора, использовать либо гибкую обратную связь по напряжению, либо коррекцию сигнала управления частотой в функции ошибки по напряжению. Однако с таким заключением можно согласиться лишь частично. При расчете параметров фильтра разработчику предлагается предварительно нарушить условие энергетического баланса, а затем бороться с последствиями средствами системы управления. Поэтому в работах по исследованию широкого класса преобразователей, в том числе и на современной элементной базе [54] при формировании математических моделей электроприводов прежде всего рассчитываются параметры LC-фильтров, обеспечивающих энергетический баланс между выпрямителем, инвертором и двигателем. Здесь же показано, что возможность возникновения автоколебаний не связана с алгоритмом управления, а является свойством энергетической части ЭП. Даже в электроприводах, работающих на частотно-токовом принципе, неучет этих свойств при определенных параметрах регуляторов может сделать систему неустойчивой [55].
