Содержание к диссертации
Введение
Глава I. Методы измерения и контроля параметров логических узлов 14
1.1. Краткая характеристика амплитудно-временных параметров современных ИС 14
1.2. Виды измерения и контроля параметров логических узлов 17
1.3. Методы измерения амплитудных параметров сигналов логических узлов 30
1.4. Методы измерения временных.параметров сигналов логических узлов 37
1.5. Выводы. Постановка задачи исследований 46
Глава 2. Измерение амплитуды повторяющихся наносекунд ных импульсов в условиях воздействия помех ..48
2.1. Алгоритмы измерения амплитуды импульсов на основе,процедуры стохастической аппрокси-. мадии 48
2.2. Алгоритмы измерения амплитуды импульсов на основе адаптивной процедуры Роббинса-Монро .. 64
2.3. Микропроцессорная реализация стохастических алгоритмов измерения амплитуды импульсов.Анализ основных аппаратурных погрешностей 70
2.4. Основные результаты и выводы 81
Глава 3. Измерение длительности повторяющихся наносекундных импульсов 84
3.1. Влияние параметров и вида закона распределе ния длительностей пауз между измеряемыми временными интервалами на средиеквадратичес- кую погрешность измерения 84
3.2. Алгоритм измерения временных интервалов при постоянном шаге перестройки периода квантования 99
3.3. Алгоритм измерения временных интервалов при перестройке периода квантования на основе процедуры стохастической аппроксимации 111
3.4. Реажзация алгоритмов стохастического измерения временных интервалов 120
3.5. Основные результаты и выводы 132
Глава 4. Практика разработки устройств измерения и контроля параметров логических узлов 135
4.1. Устройство автоматизированного параметрического контроля 138
4.2. Многоканальный стохастический микропроцессорный АЦП 146
4.3. Анализатор параметров цифровых систем АПЦС-2У 153
4.4. Сигнатурная приставка 162
4.5. Выводы 169
Заключение 170
Литература 173
Приложения 190
- Виды измерения и контроля параметров логических узлов
- Алгоритмы измерения амплитуды импульсов на основе адаптивной процедуры Роббинса-Монро
- Алгоритм измерения временных интервалов при постоянном шаге перестройки периода квантования
- Многоканальный стохастический микропроцессорный АЦП
Виды измерения и контроля параметров логических узлов
Разработка и производство построенных на цифровых ИС логических узлов (ЛУ), чрезвычайно разнообразных по выполняемым функциям, параметрам, областям использования, требует создания высокоэффективных методов и средств их функционального контроля и измерения статических и динамических параметров.
В настоящее время в связи с постоянным ростом интеграции интегральных схем (ИС) и увеличением сложности ЛУ функциональный контроль становится определяющим видом контроля / 3 /. Поэтому сейчас стоит задача создания универсальных высокопроизводительных средств измерения статических и динамических параметров и функционального контроля / 3, 4, 16, 17 /.
Рассмотрим кратко основные виды измерения и контроля пара метров сигналов ЛУ.Функциональный контрольФункциональный контроль ЛУ состоит в реализации функциональных тестов и заключается в подаче на ЛУ входного набора сигналов и получении результатов логического сравнения выходного и сформированного априорно эталонного набора сигналов / 3, 4 /. При-нято выделять / 3, 4 / пять наиболее распространенных методов контроля: в составе устройства; сравнение с эталоном; с алгоритмической генерацией сигналов; по заданной программе; сравнением с кодовым эталоном.
Функциональный контроль в составе устройства / 4 / заключается в том, что ЛУ подключают к цифровому устройству, для работы в составе которого он предназначен, образуя тем самым функционально законченный прибор (например, мини-ЭВМ). Правильность функционирования ЛУ оценивают по выполнению специальных диагностических или прикладных рабочих программ в реальном масштабе времени. Метод, в основном, применим для ЛУ, предназначенных для однозначного конкретного использования.
Метод функционального контроля сравнением с эталоном /17,18/ предполагает подачу последовательности входных сигналов одновременно и на контролируемый ЛУ и на эталон, и сравнение на соответствие последовательности выходных сигналов эталона и ЛУ. Б качестве эталона может использоваться эталонный ЛУ / 18 /, модель ЛУ /19 /, эмулированная схема программой ЭВМ / 3 /. При общей простоте метода сложность состоит в выборе эталона / 3 /. Необходимость использования ЭВМ в процессе контроля, а также сложность получения параметров эмулированной схемы в соответствии с требованиями технических условий, существенно осложняет применение эмулированной схемы, исключая основную положительную характеристику метода - простоту. Поэтому более широкое распространение получил метод сравнения с эталонным ЛУ. Однако при этом возникают трудности первичной аттестации эталонного ЛУ на соответствие требованиям технических условий / 17 /. Применение метода наиболее целесообразно в многономенклатурном мелкосерийном производстве.
Функциональный контроль с алгоритмической генерацией сигналов / 3,20/ основан на использовании алгоритмических функциональных тестов, в процессе реализации которых вырабатываются входные и выходные сигналы, связанные определенным алгоритмом. Суть метода сводится к подаче на входы контролируемого ЛУ входных наборов алгоритмических функциональных тестов и сравнении реальных выходных сигналов с выходными наборами алгоритмических тестов. Среди методов синтеза тестов, например, для комбинационных схем, можно выделить "метод активизации одномерного пути" / 21 /; D - алгоритм Рота / 4 /$ метод с использованием эквивалентной нормальной формы / 4 /; метод активизации эквивалентных путей / 4 /j метод активизации путей с использованием булевых разностей / 22 /; метод поэлементной активизации путей с коррекцией списков неисправностей / 4 / и др. Синтез тестов для последовательноетных схем является более трудной задачей / 4 /. Здесь простейшим является метод, при котором комбинации и последовательность входных наборов сигналов определяется таблицей истинности / 23 /. Широкое распространение получили также эвристические метода синтеза функциональных тестов / 4 /. Они пригодны практически для любых ЛУ, однако не гарантируют полноты теста.
Формирование теста при методе функционального контроля по заданной программе / 3 / основано на моделировании ЛУ на ЭВМ (или ручном программировании). По программе контроля, находящейся в памяти ЭВМ,формируются входные и эталонные выходные сигналы. В заданный (относительно начала тактового интервала) момент времени производится сравнение выходных сигналов с эталонными уровнями логических нуля и единицы. После чего производится сравнение выходного набора сигналов исследуемого ЛУ с эталонным набором.
При функциональном контроле сравнением с кодовым эталоном /26,27/ на входы ЛУ подается псевдослучайный или последовательный тривиальный двоичный код и осуществляется полный перебор выходных логических состояний (за исключением запрещенных). В результате выходные сигналы преобразуются в двоичное число - сигнатуру или контрольную сумму. Полученное число сравнивается с эталонной сигнатурой или эталонной контрольной суммой, что и является критерием правильности функционирования ЛУ. Заметим, что псевдослучайные последовательности - это двоичные последовательности максимально возможного периода Т = 2 т - I /2V, где т -- число двоичных разрядов. Для построения такой последовательности с периодом 2т - 1 необходим двоичный полином h ( X ) степени /п ( примитивный полином) /3/:где /г0 = km= 1, hi, --2,з,:.}-1, принимают значения 0 или I. Реализовать указанные коды можно с помощью т - каскадного сдвигового регистра с линейной обратной связью /3,25/.
Наиболее эффективным для "сжатия" двоичных векторов произвольной длины является метод сигнатурного анализа /25/. Сжатие при использовании сигнатурного анализа производится по принципу полиномной кодовой генерации на основе последовательного регистра сдвига с обратными связями /26/. Двоичная последовательность пос
Алгоритмы измерения амплитуды импульсов на основе адаптивной процедуры Роббинса-Монро
Кроме рассмотренного алгоритма (2.4) стохастической аппроксимации в математической статистике известна адаптивная процедура Роббинса-Монро, рассмотренная, например, в работах /105,117/.
Суть этой процедуры применительно к нашему случаю сводится к следующему.Пусть Un - неизвестная случайная величина. Уп (ип ± qn) - независимые измерения, произведенные в момент времени /г в точках ( t f/г.). Функция / /)удовлетворяет условиям (2.6), (2.7) и (2.8). В работе /1Т7/ показано, что при этих условиях рекуррентное соотношение для адаптивной процедуры стохастической аппроксимации принимает вид:
Заметим, что при W(b)= О, соотношение (2.25) является рекуррентной формой записи среднего арифметического значений процесса
В работе Д09/ показано, что если числовая последовательность fa удовлетворяет условиям:то при начальных условиях / = и I , W (о) = Ъ предельное распределениеявляется асимптотически нормальным с
Рассмотрим возможность использования описанного алгоритма применительно к задаче измерения амплитуды импульсов малой длительности в условиях помех /107/, Как и для случая процедуры (2.18), рассмотрение начнем с простейшего случая - использования двух уровней порогового напряжения, которые смещены относительно 4Sz соответственно на величину напряжения .. При этомИз (2.28) следует важный вывод, что последовательность 2.л не зависит от /г . Этот результат объясняется линейностью функции измерения { & ).
Рассмотрим последовательные значения W& Л Анализ представленных формул позволяет записать адаптивный алгоритм измерения для случая двух уровней порогового напряжения в виде
Заметим, что с учетом (2.27) асимптотическая ( /г — х ) дисперсия погрешности алгоритма измерения (2.29) определяется простымсоотношениеми вдвое меньше дисперсии погрешности оценивания процедуры (2.19). Параметр п выберем в классе множителей с /? , /z = I, 2, ... , с = caasf 0. При этом пределы возможных значений А ограничиваются условиями (2.26). Первое из них - 0 очевид-но выполняется при А 0. Для нахождения пределов Л, при которых справедливо второе из условий (2.26), воспользуемся тем обстоятельством, что ряд Дирихлепри действительном у сходится, если у I, и расходится, если /4 1 /72/. Тогда условиевыполняется, если Д 0,5. Таким образом, необходимо выбирать 0 Л 0,5. Выбор конкретных значений Д в указанных пределах зависит от требуемой точности и диапазона измерения, а также от интенсивности и закона распределения помех. При этом, учитывая вид функции измерения (2.II), целесообразно задавать следующие исходые значения: U0 - # /2, / = /6. В самом деле, при указанных начальных условиях диапазон измерения разбит на три равных участка, причем появление # в любом из них равновероятно. Нормированные значения = / для различных л и Л при указанных начальных условиях приведены в табл. 2.1. С помощью этой таблицы, исходя из заданных п , z? и априорных сведений о характере помех, можно выбрать оптимальную величину Л .
Заметим, что выражение (2.30), определяющее точность алго ритма измерения (2.29), дает точное значение дисперсии погрешности лишь при /г - оо . Для исследования точностных возможностей адаптивного алгоритма измерения (2.29) при конечных /г было проведено его статистическое моделирование при начальных условиях, идентичных условиям, выбранным для моделирования процедуры (2.19) ДІЗ/. Характерные результаты эксперимента при распределении помех /л по закону Лапласа приведены на рис. 2.10 (пунктирные линии). Здесь же для сравнения даны результаты моделирования алгоритма измерения (2.19) (сплошные линии). Анализ приведенных зависимостей показывает, что процедура (2.29) при л 1000 дает небольшой выигрыш в точности измерения (Ют-20) %, незначительно увеличивающийся с увеличением /i . При этом алгоритм измерения (2.29) по сравнению с (2.19) предполагает значительно большие аппаратурные затраты.
Можно также показать, что в случае использования линейки уровней порогового напряжения с постоянным шагом рекуррентный адаптивный алгоритм измерения вырождается в процедуру, эквивалентную (2.22).
Таким образом, анализ алгоритмов измерения (2.19), (2.22) и (2.29) показывает, что на практике для задачи измерения амплитуды наносекундных импульсов при воздействии аддитивных помех наиболее применимы процедуры (2.19) и (2.22). Б следующем параграфе рассмотрены конкретные функциональные схемы устройств стохастического измерения амплитуды импульсов, использующих указанные алгоритмы измерения и дан анализ их аппаратурных погрешностей. Пример практической реализации микропроцессорного стохастического АЩ приведен в четвертой главе.
Необходимо отметить, что полученные формулы (2.19) и (2.22) и соответствующие структуры устройств могут быть использованы для целей измерения квазипостоянных напряжений в присутствии аддитивных помех, а также для измерения многих других физических величин. Б частности, в третьей главе рассмотрено применение ука занных процедур для решения задачи измерения наносекундных интервалов времени.
Алгоритм измерения временных интервалов при постоянном шаге перестройки периода квантования
Кроме рассмотренного алгоритма (2.4) стохастической аппроксимации в математической статистике известна адаптивная процедура Роббинса-Монро, рассмотренная, например, в работах /105,117/.
Суть этой процедуры применительно к нашему случаю сводится к следующему.Пусть Un - неизвестная случайная величина. Уп (ип ± qn) - независимые измерения, произведенные в момент времени /г в точках ( t f/г.). Функция / /)удовлетворяет условиям (2.6), (2.7) и (2.8). В работе /1Т7/ показано, что при этих условиях рекуррентное соотношение для адаптивной процедуры стохастической аппроксимации принимает вид:
Заметим, что при W(b)= О, соотношение (2.25) является рекуррентной формой записи среднего арифметического значений процесса
В работе Д09/ показано, что если числовая последовательность fa удовлетворяет условиям:то при начальных условиях / = и I , W (о) = Ъ предельное распределениеявляется асимптотически нормальным с
Рассмотрим возможность использования описанного алгоритма применительно к задаче измерения амплитуды импульсов малой длительности в условиях помех /107/, Как и для случая процедуры (2.18), рассмотрение начнем с простейшего случая - использования двух уровней порогового напряжения, которые смещены относительно 4Sz соответственно на величину напряжения .. При этомИз (2.28) следует важный вывод, что последовательность 2.л не зависит от /г . Этот результат объясняется линейностью функции измерения { & ).
Рассмотрим последовательные значения W& Л Анализ представленных формул позволяет записать адаптивный алгоритм измерения для случая двух уровней порогового напряжения в виде
Заметим, что с учетом (2.27) асимптотическая ( /г — х ) дисперсия погрешности алгоритма измерения (2.29) определяется простымсоотношениеми вдвое меньше дисперсии погрешности оценивания процедуры (2.19). Параметр п выберем в классе множителей с /? , /z = I, 2, ... , с = caasf 0. При этом пределы возможных значений А ограничиваются условиями (2.26). Первое из них - 0 очевид-но выполняется при А 0. Для нахождения пределов Л, при которых справедливо второе из условий (2.26), воспользуемся тем обстоятельством, что ряд Дирихлепри действительном у сходится, если у I, и расходится, если /4 1 /72/. Тогда условиевыполняется, если Д 0,5. Таким образом, необходимо выбирать 0 Л 0,5. Выбор конкретных значений Д в указанных пределах зависит от требуемой точности и диапазона измерения, а также от интенсивности и закона распределения помех. При этом, учитывая вид функции измерения (2.II), целесообразно задавать следующие исходые значения: U0 - # /2, / = /6. В самом деле, при указанных начальных условиях диапазон измерения разбит на три равных участка, причем появление # в любом из них равновероятно. Нормированные значения = / для различных л и Л при указанных начальных условиях приведены в табл. 2.1. С помощью этой таблицы, исходя из заданных п , z? и априорных сведений о характере помех, можно выбрать оптимальную величину Л .
Заметим, что выражение (2.30), определяющее точность алго ритма измерения (2.29), дает точное значение дисперсии погрешности лишь при /г - оо . Для исследования точностных возможностей адаптивного алгоритма измерения (2.29) при конечных /г было проведено его статистическое моделирование при начальных условиях, идентичных условиям, выбранным для моделирования процедуры (2.19) ДІЗ/. Характерные результаты эксперимента при распределении помех /л по закону Лапласа приведены на рис. 2.10 (пунктирные линии). Здесь же для сравнения даны результаты моделирования алгоритма измерения (2.19) (сплошные линии). Анализ приведенных зависимостей показывает, что процедура (2.29) при л 1000 дает небольшой выигрыш в точности измерения (Ют-20) %, незначительно увеличивающийся с увеличением /i . При этом алгоритм измерения (2.29) по сравнению с (2.19) предполагает значительно большие аппаратурные затраты.
Можно также показать, что в случае использования линейки уровней порогового напряжения с постоянным шагом рекуррентный адаптивный алгоритм измерения вырождается в процедуру, эквивалентную (2.22).
Таким образом, анализ алгоритмов измерения (2.19), (2.22) и (2.29) показывает, что на практике для задачи измерения амплитуды наносекундных импульсов при воздействии аддитивных помех наиболее применимы процедуры (2.19) и (2.22). Б следующем параграфе рассмотрены конкретные функциональные схемы устройств стохастического измерения амплитуды импульсов, использующих указанные алгоритмы измерения и дан анализ их аппаратурных погрешностей. Пример практической реализации микропроцессорного стохастического АЩ приведен в четвертой главе.
Необходимо отметить, что полученные формулы (2.19) и (2.22) и соответствующие структуры устройств могут быть использованы для целей измерения квазипостоянных напряжений в присутствии аддитивных помех, а также для измерения многих других физических величин. Б частности, в третьей главе рассмотрено применение ука занных процедур для решения задачи измерения наносекундных интервалов времени.
Многоканальный стохастический микропроцессорный АЦП
В основу многоканального стохастического микропроцессорного АЩІ, предназначенного для измерения в условиях помех амплитуды импульсных сигналов ЛУ, положен рекуррентный алгоритм (2.19) измерения амплитуды импульсов, полученный в параграфе 2.1
Функциональная схема МСМ АЦП приведена на рис. 4.6. Она содержит многоканальный коммутатор (Жм), компараторы KI, К2, блок задания объема исследуемых импульсов ЛҐ и диапазона измерения (БЗ " /V "," 0fxn), микропроцессорный блок (МПБ), цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП), регистр цифро-аналогового преобразователя (Рг ЦАП), индикатор (Инд.), регистр индикатора (Рг Инд.), триггер, линию задержки (ЛЗ), формирователь импульса сброса (ФИС) и элемент И.
МСМ АЦП работает следующим образом. Б исходном положении Рг Инд. находится в нулевом состоянии, а в Рг ЩП записано число, эквивалентное по величине Д?х/2. .Выбор требуемого канала измерения производится с помощью АУНК, с которого на Км подается 8-разрядный код, управляющий подключением заданного контакта ЛУ к сигнальным входам компараторов КІ и К2. От АУНК поступает также синхронизирующий сигнал, представляющий собой "временные ворота", в которых должен появиться исследуемый импульс. Формирование "ворот" необходимо для снижения вероятности ложных срабатываний МСМ .АЦП за счет помех. Кроме того, это дает возможность отстроиться от наиболее мощный помех, вызванных переключением сильноточных цепей. Компаратор КІ служит для регистрации факта наличия исследуемого импульса. При этом полезным считается попавший в "ворота" импульс, амплитуда которого превышает 0,3 В. Компаратор К2 фиксирует соотношение амплитуды исследуемого импульса и уровня компенсирующего напряжения, поступающего с ЦАП. Запись результата сравнения в триггер (формирование функции Styi (/&,,- Ц ) происходит следующим образом. По переднему фронту импульса синхронизации ФИС вырабатывает короткий импульс, устанавливающий триггер в нулевое состояние. В течении длительности исследуемого импульса по уровню 0,3 В на Л -входе триггера присутствует логическая единица. Если уровень компенсирующего напряжения ЦАП оказался меньше измеряемой амплитуды, импульс с выхода компаратора К2 переводит триггер в единичное положение. Если же компенсирующее напряжение больше амплитуды исследуемого импульса, компаратор К2 импульса не формирует и триггер останется в нулевом положении. Сигнал с выхода элемента ИІ, свидетельствующий о наличии измеряемого импульса, поступает с некоторой задержкой, превышающей время срабатывания триггера, в МПБ, фиксируя в нем состояние триггера. После этого МПБ вычисляет цифровой эквивалент+ /г S f/ifih r-4i)// z+r}(G№.t главу 2). На время вычисления МПБ блокирует элемент И. Вычисленный код записывается в Рг ЦАП, изменяя напряжение на компараторе К2. Одновременно снимается блокировка элемента И. При достижении числа исследуемых импульсов А/ МПБ записывает цифровой код результата измерения в Рг Инд. для индикации. Сигнал окончания измерения поступает и в АУПК, подготовляя его к измерению очередного параметра. Поскольку дискретность ц«м равна 10 мБ, результат измерения отображается непосредственно в вольтах, без дополнительного преобразования.
Задание информации о диапазоне измерения (J? = 10 Б) и величине числа анализируемых импульсов ( А/ = 500, 1000) происходит посредством БЗ " N , Дг,п.
Блок-схема программы реализации алгоритма измерения (2.19) представлена на рис. 4.7. Программа, написанная на языке ассемблера микропроцессора К58СИК80, приведена в приложении 2. Она содержит 50 команд, не считая команд подпрограмм деления " oiv " и умножения "MULT" Д54/. Максимальное количество тактов, необходимое для выполнения одного цикла вычислений, равно 1987. Учитывая, что частота тактовой последовательности выбрана 2,2 МГц, на выполнение одного цикла требуется I мс. Таким образом, частота поступления исследуемых импульсов не более I кГц. Максимальный объем обрабатываемой выборки (количество циклов) задается старшим разрядом слова режима работы: 0 - 500 (/ /), I - 1000 ( Л ). (Сигнал подается непосредственно с переключателя "500-1000"). По окончанию каждого цикла вычислений результат записывается в Рг ЦАП. Для хранения описанной программы требуется ПЗУ объемом 166 байт, а для промежуточных результатов вычислений - ОЗУ объемом 7 байт.
В табл. 4.1 приведены результаты лабораторных испытаний МОД АЦП. В качестве исследуемой исследовалась импульсная последовательность, промодулированная по гармоническому закону. Синхронизация МОД АЦП производилась в случайные моменты времени. Причем средний период синхронизации выбирался значительно больше периода модулирующего колебания. В таблице приведены значения погрешности, усредненные по 50 измерениям, для средневыпрямленных значений амплитуды модулирующих колебаний /?„ , равных 0,1, 0,2, 0,5, 1,0 В при значениях истинной амплитуды 2 В и 6 В. Для сравнения в табл. 4.2 приведены результаты статистического моде лирования (см., главу 2) для аналогичных значений Дж и п , полученные при аппроксимации помехи fn нормальным законом (3.16). При этом среднеквадратические значения помехи оТ" Л = \f7TffJj соответствуют средневыпрямленным значениям амплитуды модулирующих колебаний. Сравнение табл. 4.1 и 4.2 показывает хорошее со ответствие результатов эксперимента с данными моделирования.
Конструктивно МСМ АЦП состоит из Жм, смонтированного совместно с ответной частью разъема ЛУ, и стохастического измерителя амплитуды. Технические характеристики иотография МШ АЦП приведены в приложении I.АЩС -2У /143,144/ предназначен для задания импульсных воздействий на входы контролируемого ЛУ, измерения амплитудно-временных параметров импульсных и статических сигналов ЛУ в условиях имитации реальных режимов работы (работа под нагрузкой), а также для анализа и запоминания кодовых комбинаций в контрольных точках анализируемого узла.Б основу работы АЩС-2У положен принцип преобразования ве личин измеряемых параметров сигналов в пропорциональную по объему пачку импульсов.
Функциональная схема анализатора приведена на рис. 4.8. Она содержат: пульт управления (НУ), посредством которого производится выбор режима работы; схему защиты входов (СЗВ), предназначенную для защиты входов измерителя от перенапряжений; формирователь эталонных частот (ФЭЧ), формирующий сетку эталонных кварцо-ванных частот, используемых в качестве эталонных мер во всех режимах работы; формирователь результата (ФР), обеспечивающий динамическую индикацию результата и режима измерений; дешифратор (Дш), преобразующий двоично-десятичный код в семисегментный; ин-дикатор (Инд.); блок измерения амплитудных параметров (ИАЇЇ), включающий в себя амплитудно-временной преобразователь (АБИ), преобразователь напряжение-время (ПНВ), имитатор электрических нагрузок (ИЭН), задающий токовую нагрузку, равную пяти условным единицам ИС-ТТІ133 серии; блок измерения временных параметров (ИВЇЇ), содержащий формирователи пачек частоты (ФШ), амплитуды (ФПА), уровня (ФПУ), задержки (ФПЗ), длительности (ФЦЦ), схему управления имитатором (СУИ) электрической нагрузки в зависимости от выходного логического состояния нагружаемого элемента, формирователь импульса сброса (ФИО), производящий установку исходных состояний всех формирователей пачек, а также обнуление ФР перед каждым новым измерением, и схему объединения пачек (СОП); формирователь импульса эталонной длительности (ФМЭД), формирующий мощный импульс одной из 10 эталонных длительностей; устройство подсчета сигнатуры (УПС); блок анализа кодов (Ж), включающий в себя схему установки ключевого кода (СУКК), схему сравнения кодов (СОК), регистрирующую факт совпадения ключевого кода с входной кодовой комбинацией, схему управления (СУ), оперативное за
