Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Коаксиальные устройства демпфирования волн высшего типа 11
1.1. Коаксиальные устройства Большого адронного коллайдера 11
1.2. Коаксиальные устройства в структуре с двумя гармоническими резонаторами
1.3 Коаксиальное устройство гибридного типа 37
Глава 2. Демпфирование волн высшего типа с помощью гофрированной трубки дрейфа с поглощающей нагрузкой
2.1. Использование поглощающих нагрузок в трубках дрейфа 45
2.2. Гармонический резонатор с трубками дрейфа одинакового диаметра
2.3. Одноячеечный гармонический резонатор с гофрированной трубкой дрейфа
2.4. Цепочка из двух гармонических резонаторов с гофрированными трубками дрейфа
2.5. Мультипакторный разряд в структурах с гофрированными 60
трубками дрейфа
Глава 3. Экспериментальное исследование макета резонатора с устройствами демпфирования волн высших типов
3.1. Инструментарий и методики измерений 63
3.2. Измерение добротности 70
3.3. Измерение шунтового сопротивления 78
3.4. Измерение асимметрии поля, вызванное вводом мощности 81
Глава 4 Демпфирование волн высшего типа в ускоряющей структуре 86 протонного синхротрона СПС
4.1. Ускоряющая структура СПС 86
4.2. Модернизация ускоряющей системы 98
4.3. Модели поперечного импеданса резонатора 106
4.4. Демпфирование волн на частоте 0.63 ГГц 108
4.5. Одноячеечный модуль для демпфирования ВВТ 116
Заключение 121
Список литературы
- Коаксиальные устройства в структуре с двумя гармоническими резонаторами
- Одноячеечный гармонический резонатор с гофрированной трубкой дрейфа
- Измерение шунтового сопротивления
- Модели поперечного импеданса резонатора
Коаксиальные устройства в структуре с двумя гармоническими резонаторами
Высокая добротность СПУР позволяет обеспечивать высокие значения градиента ускоряющего поля и эффективного шунтового сопротивления Rш.эф даже при небольших значениях Rш.эф/Q0 [12], что позволяет без существенного снижения ускоряющего градиента использовать геометрию резонатора с большим радиусом трубок дрейфа для уменьшения эффекта периодической продольной нагрузки пучком [15] и уменьшения влияния ВВТ. Для рабочей волны СПУР Rшэф/Q0 = 44 Ом, а ускоряющий градиент составляет 11.8 МВ/м при напряжении в 2 МВ на резонатор. Рассчитанные значения параметра Rш.эф/Q0 и Q0 для рабочей волны и ВВТ для ускоряющего резонатора БАК приведены на Рис. 1. 3.
Из анализа приведенных данных видно, что наиболее высокие значения Rш.эфі/Q0 принадлежат дипольным видам колебаний H111 и E110[16] (Рис. 1. 4). H111 E110
В связи с этим демпфированию этих дипольных ВВТ следует уделить особое внимание, так как они могут привести к возникновению поперечных нестабильностей пучка, смещению пучка от оси структуры и ухудшению его характеристик. Устройства вывода мощности ВВТ из СПУР БАК Для предотвращения негативных эффектов, связанных с возбуждением ВВТ в СПУР требуется обеспечить их вывод в нагрузку, расположенную за пределами криомодуля. Вывод ВВТ в нагрузку позволит увеличить эффективность затухания этих ВВТ, в результате чего их влияние на последующие ускоряемые пучки уменьшится. Потери энергии из-за рассеивания мощности во внешней нагрузке определяются внешней добротностью Qвн (1. 2). Существует несколько способов определения внешней добротности [17,18]. В настоящее время все чаще находят применение численные методы. Для определения внешней добротности использована методика расчета, встроенная в программу в CST Microwave Studio.
Демпфирование ВВТ в СПУР БАК осуществляется с применением двух дипольных и двух широкополосных коаксиальных устройств вывода на каждый СПУР (Рис. 1. 1).
Дипольные ВВТ H111 с частотой 510 МГц и E110 с частотой 600 МГц не распространяются в трубку дрейфа. Демпфирование этих волн осуществляются с помощью дипольного устройства вывода мощности ВВТ. Эквивалентная схема и общий вид эскиз данного устройства приведён на Рис. 1. 14.
Дипольное устройство вывода мощности ВВТ с обозначением основных размеров (а), обозначение элементов устройства вывода соответствующим им элементам эквивалентной схемы (б) и эквивалентная схема (в)
Для вывода мощности запертых ВВТ необходимо располагать устройства вывода мощности ВВТ как можно ближе к резонатору. Связь с продольной компонентой магнитного поля волны Н11, которую дипольные волны возбуждают в трубке дрейфа, осуществляется через петлю связи. Связь по магнитному полю для рабочей волны отсутствует, однако есть связь по электрическому полю, которую необходимо устранить. Отражение рабочей волны достигается использованием режекторного фильтра, состоящего из элементов Ln и Сn. Зазор между петлей и стенкой дипольного устройства вывода мощности на эквивалентной схеме представлен в виде емкости Сn, а индуктивность петли связи обозначена как Ln. Эти элементы схемы определяют частоту отсечки фильтра на рабочей волне. Изменять величину емкости Сn можно за счет изменения длины линии около стенки резонатора, а изменение индуктивности Ln достигается за счет уменьшения радиуса петли. При этом уменьшение радиуса петли нежелательно, поскольку это приведет к уменьшению связи ВВТ с устройством вывода мощности.
Увеличить эффективность демпфирования ВВТ можно с помощью использования резонансной связи между волной и устройством вывода мощности ВВТ. Если в контуре из элементов устройства вывода мощности, на частоте равной частоте ВВТ образуется резонанс, то добротность структуры будет снижена пропорционально ее добротности на этом резонансе [11]. Для увеличения эффективности демпфирования первых двух дипольных ВВТ H111 и E110 в схему добавлены два резонансных контура, частота которых соответствует частотам этих волн. Резонансная частота первого контура определяется параметрами Ct и M, в то время как второго -элементами C2t и М. Емкости Ct и C2t вычисляются по формулам для расчета емкости коаксиальных и плоскопараллельных устройств [11].
В процессе проведения расчетов и измерений эффективность демпфирования ВВТ можно оценить как по величине внешней добротности, так и по величине модуля коэффициента передачи S21. Этот коэффициент для дипольного узла вывода мощности ВВТ определяют как отношение напряжения на входе трубки дрейфа (порт 1 на Рис. 1. 6) к напряжению на выходе коаксиальной линии (порт 2). Коэффициент передачи в децибелах записывается в виде: 521(дБ) = 20\g(Uo2/Unl) (1. 8) где /п1 - комплексное напряжение падающей волны в порт 1, Uo2 -комплексное напряжение волны, отраженной от порта 2
При проведении расчетов по определению коэффициента передачи на концах трубки дрейфа размещаются порты 1 и 3 (Рис. 1. 6), в которых возбуждаются две поляризации волны типа H11 (сонаправленная и направленная перпендикулярно центральной оси устройства вывода мощности) и волна E01. Волна Т-типа возбуждается в порте 2, расположенном на конце коаксиальной линии устройства вывода мощности.
Одноячеечный гармонический резонатор с гофрированной трубкой дрейфа
Настройка гибридного устройства вывода мощности ВВТ
Одним из недостатков использования дипольных и широкополосных устройств вывода мощности ВВТ является ограниченное пространство на трубке дрейфа для размещения ввода ВЧ мощности. Из-за этого необходимо уменьшать внешний радиус ввода мощности или располагать его дальше от резонатора, что приводит к необходимости увеличения глубины погружения центрального проводника.
Для уменьшения количества устройств вывода мощности ВВТ в существующей ускоряющей структуре БАК проведены исследования гибридных коаксиальных устройств. Методика демпфирования ВВТ с помощью гибридных устройств свободна от этих недостатков, так как для её применения требуются только два устройства на ускоряющий резонатор вместо четырех. Применение этой технологии рассмотрено на примере девяти ячеечных резонаторах типа TESLA [25]. Разборная конструкция дипольных и широкополосных устройств вывода мощности ВВТ облегчает химическую полировку и обработку их поверхности. Однако при финальной сборке сохраняется риск загрязнения уже очищенных устройств. Гибридное устройство вывода мощности ВВТ при этом является неразборным, так как внутренний проводник приваривается к внешней стенке устройства [26]. Эквивалентная схема гибридного устройства вывода мощности ВВТ приведена на Рис. 1. 28.
Для выбора оптимальных параметров устройства вывода мощности ВВТ с точки зрения простоты изготовления и эффективности демпфирования произведены расчеты нескольких вариантов с разными диаметрами внешнего проводника устройства. Зависимость модуля коэффициентов передачи этих устройств от частоты представлены на Рис. 1. 29. Данные устройства вывода мощности ВВТ имеют резонансную связь с ВВТ на частотах, соответствующих наиболее опасным дипольным ВВТ, а на частотах выше 1.2 ГГц имеют высокие коэффициенты передачи для вывода остальных ВВТ. На частоте 800 МГц модуль коэффициента передачи меньше -100 дБ, что гарантирует отсутствие распространения рабочей сторону нагрузки.
Цепочка из двух резонаторов с гибридными устройствами вывода мощности представлена на Рис. 1. 30. Значения Qвн, рассчитаны для цепочки из двух резонаторов с гибридными устройствами вывода мощности представлены на Рис. 1. 31.
Зависимости от частоты продольного (а) и поперечного (б) шунтового сопротивления и внешней добротности Qвн для мультипольных (в) и монопольных (г) ВВТ. Квадраты - B_R=80 мм и треугольники – B_R=60 мм Для дипольных ВВТ в диапазоне частот от 1 ГГц до 1.4 ГГц внешняя добротность не превышает 3000, что сопоставимо с результатами, полученными для дипольных и широкополосных устройств вывода мощности. Из Рис. 1. 31 видно, что внешняя добротность для наиболее опасных дипольных ВВТ в случае устройств вывода мощности ВВТ с диаметром B_R=80 мм ниже, чем у устройства с B_R=60 мм. Однако шунтовые сопротивления находятся ниже уровня в 10000, что в несколько раз ниже, чем значения, полученные для ускоряющего резонатора на 400 МГц. При данных значениях шунтового сопротивления и добротности отсутствует риск возникновения многопучковых нестабильностей в БАК [22].
Модификации гибридного устройства вывода ВВТ Недостатком гибридного устройства является его большой вертикальный размер. Длина участка l3 влияет на частоту фильтра рабочей волны. Для компенсации этого эффекта предложено увеличить емкость C1 за счет добавления пластины на поверхности центрального проводника устройства вывода мощности ВВТ.
Коаксиальное гибридное устройство вывода мощности ВВТ с дополнительным емкостным элементом с диаметром внешнего проводника B_R 50 (а), 60 (б) и 80 (в) мм Изготовление гибридного устройства вывода мощности может быть облегчено, если толщина центрального проводника будет одинаковой по всей длине. В этом случае устройство вывода мощности ВВТ может быть сделано из цельного куска металла без использования для соединения различных частей устройства электронно-лучевой сварки (Рис. 1. 32). Зависимости от частоты модуля коэффициента передачи S21 для этих устройств вывода мощности представлены на Рис. 1. 33.
Зависимость модуля коэффициента передачи от частоты гибридных устройств вывода мощности с дополнительным емкостным элементом с диаметром внешнего проводника 50 (а), 60 (б) и 80 (в) мм Данные устройства также имеют максимальное значение модуля коэффициента передачи S21 на частоте первых дипольных ВВТ, широкую полосу передачи в диапазоне частот от 1.2 ГГц до 2 ГГц и коэффициент передачи ниже -100 дБ на частоте рабочей волны. Результаты демпфирования ВВТ с применением данных устройств вывода мощности ВВТ для цепочки из двух резонаторов приведены на Рис. 1. 34.
Из Рис. 1. 34 видно, что результаты сопоставимы со значениями демпфирования ВВТ, полученными для дипольных и широкополосных устройств вывода мощности. Однако значения шунтового сопротивления для устройств вывода мощности с диаметром в 50 мм превышают в несколько раз значения для структуры с дипольным и широкополосным устройством вывода мощности на частотах первых дипольных ВВТ и в районе 1.5 ГГц, при этом данные значения всё еще сопоставимы с результатами для структуры на 400 МГц. Лучшие результаты достигаются в устройстве вывода мощности с диаметром 80 мм. Результаты расчета наведенного потенциала приведены на Рис. 1. 35.
Измерение шунтового сопротивления
Измерительный стенд Несмотря на высокую точность программных комплексов для расчета ЭДХ ускоряющих структур, экспериментальное исследование на тестовых моделях остаётся важной составляющей процесса проектирования ускоряющих резонаторов [35,36].
Для экспериментального определения ЭДХ ускоряющих структур (УС) используется автоматизированный измерительный комплекс, функциональная схема которого приведена на Рис. 3. 1.
Управляемый с помощью персонального компьютера и специализированного программного обеспечения комплекс предназначен для измерения широкого спектра ЭДХ, разрабатываемых высокочастотных компонент ускорителей, включая измерение распределения полей в ускоряющих структурах и резонаторах методом малых возмущений. В качестве измерительного прибора в данной работе используется векторный анализатор цепей фирмы Agilent модель 8753ET 1. Прибор содержит все необходимые для проведения измерений высокочастотные компоненты (управляемый ВЧ-генератор, блок амплитудно-фазовых детекторов) и позволяет проводить исследования с весьма высокой точностью. Управление процессом измерений, сбор, обработка и хранение данных обеспечивает персональный компьютер (ПК) 2, оснащенный интерфейсом GPIB для двунаправленной связи с векторным анализатором.
Объект исследования 3 включается в измерительную цепь прибора через два устройства связи 4 по схеме четырехполюсника: возбуждающий и приемный зонды. Если проведение измерения коэффициента передачи 521 не требуется или исследуемое устройство имеет только один порт, то используется только первый порт анализатора.
Для измерения распределения требуемой компоненты электромагнитного поля вдоль оси структуры используется метод малых возмущений. Возмущающее тело 5 перемещается вдоль структуры на тонкой диэлектрической леске, пропущенной по системе направляющих роликов 6 и приводимой в движение шаговым двигателем 7. Последний управляется контроллером 8, имеющим связь с ПК.
Система протяжки должна обеспечивать легкое и плавное перемещение лески и точное ее позиционирование по центру апертуры ускоряющей структуры на входе и выходе из нее. Эти требования накладывают определенные, достаточно жесткие, требования на механику системы протяжки. Короткие макеты исследуемых структур размещаются в жесткой раме со смонтированной на ней системой протяжки, чем обеспечивается механическая стабильность стенда, а сама структура зажата в гидравлическом прессе, обеспечивающем нужное механическое сжатие между ее элементами. На Рис. 3. 1 представлена структура с системой протяжки. Макет гармонического резонатора
Для проведения измерений с различным числом резонаторов и разной длиной трубок дрейфа, структура изготовлена в модульном варианте. Макет изготовлен из алюминия. Резонатор состоит из следующих компонентов: ячейка с отверстиями для питающих зондов, трубка дрейфа малого радиуса с имитацией ввода мощности, несколько трубок дрейфа большого радиуса, два гофра и две короткозамыкающие пластины с отверстиями для питающих зондов и отверстиями для протяжки возмущающих тел (Рис. 3. 2, а, б).
Модель резонатора (а), алюминиевый макет резонатора (б), диафрагма с канавками (в) и резонатор с трубками дрейфа, зажатый в гидравлическом прессе (г) Отсутствие плотного контакта между деталями макета может привести к уменьшению добротности рабочей волны и ВВТ. Поэтому между деталями предусмотрено наличие канавок глубиной 0,5 мм (Рис. 3. 2, в).
Так же для обеспечения контакта между отдельными элементами, структура скреплена четырьмя болтами и зажата в гидравлическом прессе (Рис. 3. 2, г).
Методика измерений добротности Измерение добротности проводится по схеме четырехполюсника [5]. Питание резонатора осуществлялось через две коаксиальные линии, расположенные симметрично относительно оси структуры (Рис. 3. 3). Коаксиальные линии расположены в областях резонатора, в которых имеется высокое значение электрического и магнитного поля (Рис. 3. 4).
Топография электрического (а) и магнитного (б) поля в резонаторе Измерение нагруженной добротности по схеме четырехполюсника состоит в определении трех точек графика коэффициента передачи в функции частоты, одна из которых соответствует резонансной частоте fo, а две другие - fi и/2 - соответствуют частотам, для которых проходящая через резонатор мощность уменьшается в два раза. В этом случае: QH = fo/(fi-f2)l (3. 1) Анализатор спектра позволяет автоматизировать процесс измерения нагруженной добротности благодаря функциям поиска локального экстремума коэффициента передачи S21 и автоматического определения значения Af=f1-f2, при котором коэффициент передачи уменьшается на -3 дБ. Данная функция в значительной степени позволяет снизить погрешность округления и облегчить процедуру измерения. Методика измерения шунтового сопротивления
В основе измерения поперечного и продольного шунтового сопротивления лежит теорема малых возмущений [37,38]. Согласно теореме малых возмущений, изменение резонансной частоты: Т = w (3. 2) AfKT(z) _ Е E (z) (3. 3) f0 кт W AfMT(z) _ Е E (z) Hjj(z) (3. 4) f0 мт W + мт W где kf, к-4 - формфакторы возмущающего тела по электрическому и магнитному полю соответственно в направлении координатных осей i=x,y,z, fкт,мт - отклонение частоты из-за внесения возмущающего тела в резонатор, индексы “кт” и “мт” относятся к керамическому и металлическому возмущающему телу соответственно.
Если резонатор связан двумя линиями с измерительным прибором, то при использовании в качестве последнего векторного анализатора цепей, можно измерять изменение фазы Acp(z) коэффициента передачи 512 между устройствами связи только на рабочей частоте. Можно получить связь с изменением резонансной частоты из-за возмущения телом [14]: Лф = arctg(2QHAf/f0) (3. 5) Af 1 r"2QanA(p (3 6) где Qн - нагруженная добротность исследуемого резонатора, р - фазовый сдвиг в радианах коэффициента передачи S21 на частоте fo (фазовый сдвиг -это разность фаз коэффициента передачи, когда возмущающее тело внутри структуры и когда тело в структуре отсутствует)
Для определения компонент электромагнитного поля по методу малых возмущений следует вычислить форм-факторы возмущающих тел. Вычисление форм-факторов проводилось по изменению резонансной частоты при внесении возмущающих тел в эталонный резонатор. Экспериментальная установка по измерению форм-фактора в эталонном резонаторе представлена на Рис. 3.5.
Модели поперечного импеданса резонатора
Начальная структура Для определения характеристик ВВТ в диапазоне частот от 0.62 до 0.64 ГГц проведен расчет собственных видов колебаний в структуре, состоящей из 11 ускоряющих периодов. Результаты расчета Rш.эф/Q0, Qвн и Rш.эф приведены на Рис. 4.23.
Из полученных значений видно, что наибольшим Rш.эф/Q0 обладают волны вблизи частоты 0.63 ГГц. Добротность этих ВВТ составляет 540 и 340 соответственно. Также для данной структуры были проведены расчеты продольного импеданса. Результаты расчета приведены на Рис. 4. 24.
Из Рис. 4. 24 видно, что максимальные значения продольного импеданса ВВТ на частотах 0.628 и 0.63 ГГц составляют 15 и 16 кОм соответственно. Данные значения совпадают со значениями Rш.эф, приведенными на Рис. 4.23 (в), с точностью в 10%.
Таким образом, импеданс на частоте 0.63 ГГц для структуры, состоящей из трёх и четырех модулей, составляет 9.1104 и 1.2105 Ом соответственно. Импеданс структуры из пяти модулей составляет 1.6105 Ом. Так как УС состоит из нескольких ускоряющих модулей, импеданс системы на частоте 0.63 ГГц будет складываться из импедансов отдельных УС. Результаты расчета отдельных ускоряющих структур УС и суммарного импеданса различных конфигураций ускоряющей системы приведены в Таблице 4.3.
Для выполнения требований проекта значение суммарного импеданса структуры требуется снизить в 3 раза, относительно значений полученных для ускоряющей системы, состоящей из двух структур из четырех модулей и двух структур из пяти модулей. Модификация устройства вывода мощности ВВТ Для увеличения эффективности демпфирования ВВТ на частоте 0.63 ГГц рассмотрена возможность использования модифицированного фильтра устройства вывода мощности, так как в случае наличия высоких отражений на частоте этих ВВТ демпфирование будет осуществляться неэффективно. Для проверки данного предположения рассчитан коэффициент передачи S12 устройства вывода мощности (Рис. 4.26).
Однако из приведенной зависимости видно, что коэффициент передачи в диапазоне частот от 0.35 до 1 ГГц выше -0.9 дБ, что эквивалентно отражению по мощности 18 %. Модификация фильтра, направленная на улучшение коэффициента передачи устройства вывода мощности на частоте 0.63 ГГц, помогла снизить добротность ВВТ всего на 10%, что недостаточно для выполнения требований по демпфированию ВВТ. Для подтверждения данного предположения были проведены расчеты Qвн в структуре с имеющимся устройством вывода и при замене фильтра на нагрузку, расположенную сразу после антенны (Рис. 4.27). (а) Каплер с нагрузкой вместо фильтра, (б) результаты расчета на частоте 0,63 ГГц внешней добротности в структуре с полным устройством вывода мощности (круги) и с упрощенной моделью (ромбы) Из Рис. 4.27 следует, что изменение значения внешней добротности при использовании фильтра незначительно на частоте 0.63 ГГц. Поэтому можно упростить модель за счет удаления фильтра, что позволит ускорить процесс расчета.
Проведено исследование влияние длины антенны устройства вывода мощности на импеданс ВВТ на частоте 0.63 ГГц (Рис. 4. 28). Изначальная длина антенны A_l = 88 мм.
Антенна устройства вывода мощности; (б) влияние длины штыря антенны на импеданс ВВТ на частоте 0.63 ГГц; (в) продольный импеданс структуры в диапазоне частот от 0.62 до 0.64 ГГц при разной длине штыря антенны Увеличение длины штыря антенны на 10 мм позволяет снизить импеданс данной волны на 8 %. Такое снижение импеданса также является недостаточным. Увеличение числа устройств вывода мощности ВВТ
Одним из очевидных способов увеличения степени эффективности демпфирования ВВТ является увеличение числа устройств вывода мощности ВВТ. В ускоряющем модуле в разъемы для петлевых устройств вывода мощности ВВТ могут быть установлены устройства антенного типа для демпфирования ВВТ на частоте 0.63 ГГц. Сравнение зависимости импеданса в начальной четырехмодульной структуре и структуре с дополнительными устройствами вывода мощности для вывода ВВТ приведено на Рис. 4.29.
В результате добавления четырех дополнительных устройств вывода мощности на модуль импеданс волны на частоте 0.63 ГГц удалось снизить в 1.7 раза.
Следующим предложением является добавление 8 устройств вывода мощности с противоположной стороны структуры. Полученные значения продольного импеданса приведены на Рис. 4.30.
Модель ускоряющей секции из 4х модулей с дополнительными устройствами вывода мощности и (б) сравнение зависимости продольного импеданса в функции частоты в начальной четырехмодульной структуре (верхняя кривая) и структуре с дополнительными устройствами вывода ВВТ (нижняя кривая) для вывода ВВТ. (а) Модель ускоряющей секции из 4х модулей с дополнительными устройствами вывода ВВТ и (б) сравнение зависимости импеданса в начальной четырехмодульной структуре (верхняя кривая) и структуре с дополнительными устройствами для вывода ВВТ (нижняя кривая) Из Рис. 4.30 видно, что при увеличении числа устройств до 16 на ускоряющий модуль значение продольного импеданса удалось снизить в 3 раза. Однако, в связи с тем, что стенки ускоряющей структуры изготовлены из стали толщиной 20 мм и меди толщиной 5 мм, создание новых отверстий связано с технологическими сложностями и риском приведения структуры в нерабочее состояние. Поэтому и эта методика снижения продольного импеданса не является приемлемой.
Как отмечено выше, для достижения требуемого уровня демпфирования в структуре на частоте 0.63 ГГц отсутствует требуемое количество вакуумных разъемов для установки устройств вывода мощности ВВТ. Поэтому для существующей ускоряющей системы было предложено изготовить дополнительные одноячеечные модули (Рис. 4.31) с большим числом отверстий для устройств вывода мощности ВВТ. При этом для применения данного метода необходимо изготовить только внешнюю оболочку модуля. При этом трубки дрейфа с поддерживающими стержнями могут быть взяты из одного из незадействованных ускоряющих модулей, так как они являются разборными и крепятся на фланцах.