Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Волноводные ферритовые фазовращатели и интегрированные элементы ФАР на их основе. Аналитический обзор 20
1.1. Волноводные ферритовые фазовращатели для элементов ФАР. Основные характеристики. Классификация 20
1.2. Интегрированные элементы фазированных антенных решеток с волноводными ферритовыми фарадеевскими фазовращателями 34
1.3. Фазированные антенные решетки с волноводными ферритовыми фарадеевскими фазовращателями 41
1.4. Методы электродинамического моделирования и расчета волноводных ферритовых фазовращателей и интегрированных элементов ФАР на их основе 47
1.5. Выводы по главе 1 53
Глава 2. Исследование собственных волн волноводов с поперечно неоднородным феррито-диэлектрическим заполнением при продольном намагничивании 56
2.1. Постановка задачи 57
2.2. Решение задачи методом Галеркина с использованием дифференциального магнитного оператора второго порядка 59
2.3. Частные случаи неоднородно заполненных волноводов
2.3.1. Прямоугольный волновод с соосным диэлектрическим стержнем 65
2.3.2. Прямоугольный однородно заполненный волновод 67
2.3.3. Прямоугольные волноводы с диэлектрическими пластинами. Численное исследование сходимости решения, оценка точности расчета 69
2.3.4. Дисперсионные характеристики квадратного волновода с соосным диэлектрическим стержнем 79
2.3.5. Исследование собственных волн волновода, однородно заполненного продольно намагниченной ферритовой средой 85
2.3.6. Исследование собственных волн квадратного волновода, заполненного системой прямоугольных диэлектрических и продольно намагниченных ферритовых стержней
2.4. Анализ потоков мощности в квадратном волноводе с соосным диэлектрическим стержнем 91
2.5. Выводы по главе 2 96
Глава 3. Разработка и исследование волноводных ферритовых фарадеевских фазовращателей для интегрированных элементов ФАР 97
3.1. Схемы построения и сравнительный анализ волноводных ферритовых фарадеевских фазовращателей 97
3.2. Электродинамическое моделирование и расчет волноводного ферритового фазовращателя
3.2.1. Дифракция электромагнитных волн на ступенчатом переходе поперечно-неоднородных неодноволновых волноводов 100
3.2.2. Расчет матрицы рассеяния плоско-параллельного стыка поперечно неоднородных многоволновых волноводов 106
3.3. Расчет фазирующей части волноводного ферритового фарадеевского фазовращателя 109
3.3.1. Дисперсионные характеристики волновода с продольно намагниченным ферритовым стержнем. Анализ активности фазовращателей 111
3.3.2. Расчет длины фазирующей части волноводного ферритового фазовращателя 120
3.4. Методика расчета ступенчатого согласующего волноводного перехода для волноводного ферритового фазовращателя 125
3.5. Электродинамическое моделирование короткозамыкателя для отражательного волноводного ферритового фазовращателя 129
3.6. Анализ влияния конструкторско-технологических факторов волноводного на характеристики ферритового фазовращателя
3.6.1. Анализ влияния технологических воздушных и клеевых зазоров в волноводном ферритовом фазовращателе на его характеристики 136
3.6.2. Оценка энергии и времени перемагничивания волноводных ферритовых фазовращателей 141
3.7. Экспериментальное исследование опытной партии волноводных ферритовых фазовращателей 144
3.7.1. Измерительные стенды для определения амплитудных характеристик 144
3.7.2. Стенд для измерения фазовых характеристик фазовращателей 147
3.7.3. Результаты экспериментальных исследований 149
3.8. Выводы по главе 3 152
Глава 4. Разработка интегрированных элементов и макета фазированной антенной решетки коротковолновой части миллиметрового диапазона волн 154
4.1. Обоснование выбора схем построения интегрированных элементов и макета ФАР 154
4.2. Схемы построения интегрированных элементов ФАР 159
4.3. Разработка излучателя для интегрированного элемента ОФАР 161
4.4. Экспериментальное исследование рупорно-диэлектрических излучателей 171
4.4.1. Разработка измерительного стенда для исследования волноводных диэлектрических излучателей 171
4.4.2. Измерение электрических характеристик рупорно диэлектрических излучателей в антенной решетке 172
4.5. Расчет геометрии раскрыва и характеристик макета ФАР 176
4.5.1. Расчет геометрии макета отражательной ФАР 176
4.5.2. Анализ коэффициента усиления излучателя в антенной решетке
4.6. Разработка методики настройки и автоматизации измерений диаграмм направленности макета отражательной ФАР 183
4.7. Экспериментальное исследование макета отражательной ФАР коротковолновой части миллиметрового диапазона длин волн
4.7.1. Исследование антенной решетки рупорно-диэлектрических излучателей 187
4.7.2. Экспериментальные исследования макета отражательной ФАР. Сопоставление результатов расчета и эксперимента 189
4.8. Выводы по главе 4 196
Общие выводы и заключение 198
Список источников 201
- Фазированные антенные решетки с волноводными ферритовыми фарадеевскими фазовращателями
- Прямоугольный волновод с соосным диэлектрическим стержнем
- Электродинамическое моделирование и расчет волноводного ферритового фазовращателя
- Разработка измерительного стенда для исследования волноводных диэлектрических излучателей
Введение к работе
Актуальность темы. Передающие и приемо-передающие пассивные фазированные антенные решетки (ФАР) СВЧ- и КВЧ-диапазонов в настоящее время, как правило, строятся на основе волноводных ферритовых фазовращателей (ВФФВ), согласуемых со свободным пространством волноводными или волноводно-диэлектрическими излучателями (ВДИ). На основе обзора и анализа российских и зарубежных литературных источников можно сделать вывод о том, что наибольшее практическое применение в ФАР радиотехнических систем (РТС) находят ВФФВ с магнитной памятью трех типов: взаимный фазовращатель Реджиа-Спенсера и невзаимный тороидальный фазовращатель на основе прямоугольного волновода, конструктивно сложные и работающие только на волнах с линейной поляризацией электромагнитного поля, а также взаимный волноводный ферритовый фазовращатель, в котором используется эффект Фарадея (далее «фарадеевский ФВ»).
Фарадеевские ФВ конструктивно просты и широко используются в ФАР РТС диапазонов СВЧ и КВЧ, на их основе создаются фазовращатели, работающие на волнах с круговой, линейной или изменяемой поляризацией поля. В мировой практике накоплен большой опыт разработки и серийного производства ВФФВ, ВДИ и элементов ФАР на их основе, например, в Х- и Ка-диапазонах частот.
В настоящее время проявляется повышенных интерес к РТС для коротковолновой части миллиметрового диапазона волн (ММДВ). Однако при разработке элементной базы таких ФАР возникают специфические проблемы, связанные с рабочей длиной волны. Созданию ВФФВ с такими же характеристиками, как у аналогичных устройств в диапазонах более длинных волн, препятствует ряд конструкторско-технологических факторов, таких как погрешности базирования фазовращателей и излучателей в интегрированных элементах ФАР, а также самих элементов в раскрыве ФАР, возникновение воздушных, клеевых и немагнитных зазоров при сборке ВФФВ, величины которых уже не могут считаться пренебрежимо малыми по сравнению с длиной волны.
ВФФВ Х- и Ка-диапазонов, как правило, выполняются на основе ферритовых стержней (ФС) с многослойным токопроводящим покрытием боковой поверхности, вклеиваемых или впаиваемых в волноводную арматуру. Для повышения быстродействия и уменьшения энергопотребления в слое металлизации таких ФВ лазерным лучом прорезается продольный паз с последующим нанесением слоев диэлектрического и проводящего покрытий. При производстве фарадеевских ВФФВ для высокочастотной части КВЧ-диапазона, например W-диапазона, эти технологические процессы труднореализуемы. И ограничена реализация ранее накопленного опыта создания подобных устройств в более длинноволновых диапазонах.
Диссертация посвящена разработке элементной базы ФАР, в том числе ВФФВ, волноводно-диэлектрических излучателей и интегрированных элементов ФАР на их основе для коротковолновой части миллиметрового диапазона волн, разработка инженерных методов расчета с учетом особенностей конструктивного выполнения устройств в указанном диапазоне волн. Практическая значимость поставленной задачи позволяет считать тему диссертационной работы актуальной.
Степень научной разработанности темы. Вопросы теории волноводных ферритовых фарадеевских фазовращателей рассматривались в научных работах таких авторов как Микаэлян А.Л., Никольский В.В., Орлов В.П., Феоктистов В.Г., Веселов
Г.И., Бей Н.А., Бойд СР. и др. Созданию конструкций фарадеевских ВФФВ Х- и Ка-диапазонов для серийного производства способствовали работы таких специалистов, как Афанасьев Ю.Н., Леманский А.А., Милевский Н.П., Федоров В.В., Треховицкий Г.В., Порохнюк А.В., и др. В теорию волноводных и волноводно-диэлектрических излучателей для интегрированных элементов ФАР внесли вклад Ильинский А.С., Виниченко Ю.П., Туманская А.Е., Хандамиров В.Л., Русов Ю.С., Скобелев СП., Амитей Н., Галиндо В., By Ч. и др. Интегрированные элементы ФАР с фарадеевскими ФВ и ВДИ для ФАР Х- и Ка-диапазонов частот являлись предметами разработок Леманского А.А., Денисенко В.В., Толкачева А.А., Фирсенкова А.И., Емельченкова Ф.И., Кашина В.А., Доброжанской О.Л., Колесникова В.Л., Батова П.Л. и др.
Объектом исследования диссертационной работы являются волноводные ферритовые фарадеевские фазовращатели с магнитной памятью, работающие на волнах с круговой поляризацией электромагнитного поля и интегрированные элементы с волноводно-диэлектрическими излучателями на их основе для фазированных антенных решеток с электрическим сканированием луча для коротковолновой части миллиметрового диапазона волн.
Предмет исследования: методы расчета и проектирования волноводных ферритовых фарадеевских фазовращателей коротковолновой части миллиметрового диапазона волн, их конструктивное выполнение и параметры: активность, добротность, быстродействие и энергия перемагничивания, вопросы согласования ВФФВ с волноводно-диэлектрическими излучателями, исследование характеристик последних с учетом взаимного влияния в многоэлементной ФАР.
Цель диссертационной работы:
-создание конструктивно простого, технологичного с высоким быстродействием и низким энергопотреблением волноводного ферритового фарадеевского фазовращателя для коротковолновой части миллиметрового диапазона волн, работающего на волнах с круговой поляризацией электромагнитного поля;
создание на основе ВФФВ и ВДИ интегрированного элемента ФАР;
разработка макета отражательной ФАР с электрическим сканированием луча в коротковолновой части миллиметрового диапазона волн.
Для достижения поставленной цели фарадеевский ФВ строится на основе ферритового стержня без токопроводящего покрытия боковой поверхности.
В работе поставлены и решены следующие задачи исследования:
-теоретическое и численное исследование собственных волн волноводов с поперечно-неоднородным феррито-диэлектрическим заполнением при продольном намагничивании ферритовой структуры;
-разработка алгоритмов и реализующих их программ для ЭВМ для расчета характеристик собственных волн волноводов со сложным поперечно неоднородным заполнением и их апробация на тестовых задачах;
анализ потоков мощности и распределения поля в поперечном сечении квадратного двухслойного волновода;
разработка электродинамических и математических моделей ВФФВ и инженерных методик их расчета с учетом конструкторско-технологических факторов изготовления и сборки устройств;
-расчет и экспериментальные исследования ВФФВ и волноводно-диэлектрических излучателей для интегрированных элементов ФАР с учетом их взаимного влияния в антенной решетке;
-разработка интегрированных элементов ФАР на основе созданных ВФФВ, ВДИ и макета многоэлементной отражательной ФАР (ОФАР), его экспериментальное исследование с целью подтверждения результатов, полученных в диссертации в ходе теоретических исследований и расчета характеристик ВФФВ, ВДИ и макета ФАР в коротковолновой части миллиметрового диапазона волн.
Методы исследования. При электродинамическом моделировании фарадеевских ФВ и интегрированных элементов ФАР на их основе реализуется принцип декомпозиции. Задача о собственных волнах волноводов со сложным феррито-диэлектрическим заполнением при продольном намагничивании решается методом Галеркина с использованием в процедуре проецирования как дифференциального оператора первого порядка (оператора Максвелла), так и дифференциального магнитного оператора второго порядка.
При электродинамическом моделировании ВФФВ, представленного в виде многоступенчатого волноводного перехода задача дифракции электромагнитных волн решается методом Трефтца.
Научная новизна исследований заключается в следующем.
-
В строгой электродинамической постановке методом Галеркина с использованием дифференциального магнитного оператора второго порядка решена задача о собственных волнах прямоугольного волновода с произвольным феррито-диэлектрическим заполнением при продольном намагничивании.
-
Методом Галеркина с использованием дифференциального оператора первого порядка (оператора Максвелла) решена задача о собственных волнах квадратного волновода с системой прямоугольных диэлектрических и продольно намагниченных ферритовых стержней и пластин.
-
На основе решения в строгой электродинамической постановки задачи дифракции электромагнитных волн на ступенчатом волноводном переходе многоволновых волноводов построена математическая модель ВФФВ, в волноводе фазирующей части которого размещены не только продольно намагничиваемый ферритовый стержень, но и ферритовые скобы внешнего магнитопровода, обеспечивающие магнитную память ФВ.
-
Исследованы диаграммы направленности рупорно-диэлектрических излучателей (РДИ) с учетом взаимного влияния в многоэлементной антенной решетке и решена задача формирования ДН с повышенной прямоугольностью главного лепестка.
-
На электродинамическом уровне исследовано влияние на характеристики ВФФВ коротковолновой части ММДВ воздушных и клеевых зазоров между деталями фазовращателя, возникающих в процессе изготовления и сборки устройства.
Теоретическая и практическая значимость результатов диссертационной работы заключается в следующем.
-
На основе решения методом Галеркина задачи о собственных волнах волновода с феррито-диэлектрическим заполнением при продольном намагничивании разработаны алгоритм и программа расчета характеристик собственных волн.
-
Для квадратного волновода с соосным квадратным диэлектрическим или продольно намагниченным ферритовым стержнем в широком диапазоне изменения параметров структуры (поперечных размеров волновода и стержня, диэлектрических проницаемостей материалов сред, элементов тензора магнитной проницаемости \х2), рассчитаны дисперсионные характеристики собственных волн.
-
На основе решения методом Трефтца задачи дифракции электромагнитных волн на ступенчатом волноводном переходе разработана инженерный метод расчета ступенчатых переходов, в том числе в многоволновой области фарадеевского ВФФВ.
-
Выполнены электродинамическое моделирование и сравнительный анализ короткозамыкателей для отражательного ВФФВ с ФС без токопроводящего покрытия боковой поверхности.
-
Разработаны рекомендации по допустимым толщинам воздушных и клеевых зазоров, возникающих в конструкции ВФФВ при клеевом соединении деталей.
-
Предложена новая конструкция ВФФВ с высоким быстродействием и низкой энергией перемагничивания, выполненного на основе ферритового стержня без токопроводящего покрытия боковой поверхности.
-
Предложена методика обоснованного выбора технологических допусков на изготовление деталей и максимально допустимых воздушных и клеевых зазоров, возникающих при сборке элементов ВФФВ.
-
Исследовано влияние немагнитных зазоров между боковой поверхностью ФС и башмаками ферритовых скоб на величину остаточной магнитной индукции и активность ВФ.
-
Развита методика настройки многоэлементной ФАР с ВФФВ с учетом погрешностей их сборки и базирования в раскрыве ФАР без априорной информации об их электрических характеристиках.
-
Изготовлена и испытана опытная партии ВФФВ на основе ФС без токопроводящего покрытия их боковой поверхности и элементов ФАР на их основе.
-
Разработан и экспериментально исследован макет отражательной ФАР из 151 элемента коротковолновой части ММДВ с электрическим сканированием луча шириной 4 по уровню половинной мощности в секторе углов до ±15.
Достоверность и обоснованность полученных в диссертации результатов подтверждается
-строгой постановкой решаемых задач о собственных волнах волноводов с поперечно-неоднородным феррито-диэлектрическим заполнением и дифракции электромагнитных волн на ступенчатом волноводном переходе;
сравнением результатов расчетов с точными результатами для волноводов, имеющих строгое решение задачи о собственных волнах;
численным исследованием сходимости решения и оценкой точности расчетов с использованием разработанного алгоритма;
сравнением результатов моделирования ВФФВ и ВДИ с результатами экспериментальных исследований;
-сравнением рассчитанных и экспериментально замеренных характеристик макета отражательной ФАР.
Достоверность результатов экспериментальных исследований ВФФВ, ВДИ и макета отражательной ФАР обеспечивается использованием аттестованных измерительных приборов и проведением измерений диаграмм направленности ВДИ и макета ФАР в безэховой камере.
Апробация результатов работы. Основные положения диссертационной работы докладывались и обсуждались на 11-й, 13-й, 14-й, 17-й, 18-й, 21-й, 23-й и 24-й Международной конференции «СВЧ техника и телекоммуникационные технологии» (Севастополь, 2001, 2003, 2004, 2007, 2008, 2011, 2013, 2014); 19-й и 20-й Международной научно-технической конференции «Радиолокация, навигация, связь» (Воронеж, 2013, 2014); Международном симпозиуме «Образование через науку»
(Москва, 2005); Юбилейной научно-технической конференции, посвященной 60-летию ОАО «Радиотехнический институт имени академика А.Л.Минца» и Факультета радиоэлектроники летательных аппаратов МАИ (Москва, 2006); 15-м Координационном семинаре по СВЧ технике (Нижний Новгород, 2007); 19-й Научно-технической конференции аспирантов и молодых специалистов ОАО «НИИ Приборостроения им. В.В.Тихомирова» (Жуковский, 2008).
Публикации. Содержание диссертации отражено в 25 научных работах, из них 5 работ опубликованы в рецензируемых журналах и изданиях, рекомендованных ВАК РФ, общим объемом 3,6 п.л.
Внедрение результатов диссертационной работы. Результаты теоретических исследований, разработанные электродинамические модели, алгоритмы и результаты расчета, разработанные новые конструкции волноводных ферритовых фазовращателей и интегрированных элементов ФАР на их основе, макет многоэлементной ФАР, полученные при выполнении диссертационной работы, реализованы в ОАО «Завод «Магнетон» (г. С.-Петербург) и ОАО «КБП» (г. Тула), а также используются в научно-исследовательских и опытно-конструкторских работах НИИ РЛ и НИИ РЭТ МГТУ им. Н.Э. Баумана и в учебном процессе кафедры «Радиоэлектронные системы и устройства» МГТУ им. Н.Э. Баумана.
На разработанный элемент фазированной отражательной антенной решетки получен патент на изобретение №2474018 Россия.
Исследования проведены при финансовой поддержке Министерства образования РФ. Шифр гранта: А03-3.15-268.
Структура и объем диссертационной работы. Структура диссертации включает в себя введение, четыре главы, выводы по диссертационной работе, заключение, список источников и приложение. Работа состоит из 223 страниц машинописного текста и содержит 133 рисунка и 7 таблиц. Список источников насчитывает 145 наименований.
Фазированные антенные решетки с волноводными ферритовыми фарадеевскими фазовращателями
В [24] описан двухмодовый фазовращатель с линейной поляризацией электромагнитного поля, предназначенный для использования в линейных фазированных антенных решетках с одномерным электрическим сканированием луча (Рис. 1.3, а). В качестве фазирующей секции применен металлизированный ферритовый стержень круглого сечения с двумя П-образными ферритовыми скобами. Фазовращатель работает на волне квази-Н1Ь причем преобразование поляризации поля с линейной в круговую и обратно осуществляется посредством двух магнитных квадрупольных преобразователей поляризации, установленных на концах ферритового стержня. Фазовращатель имеет вносимые потери порядка 1,8 дБ и хорошее согласование в пятипроцентной полосе частот. Недостатком фазовращателя является то, что его поперечные размеры малы лишь в одной плоскости, и, кроме того, стержень имеет круглую форму поперечного сечения, что усложняет технологический процесс его изготовления и сборки в КВЧ-диапазоне. В [25] сообщается об освоении серийного производства фазовращателей такого типа до частот порядка 50 ГГц.
Взаимный ферритовый фазовращатель с магнитной памятью [31], показанный на Рис. 1.3, б, предназначен для использования в фазированных антенных решетках СВЧ диапазона. Элементы, осуществляющие переменное намагничивание, располагаются соосно с управляемой ферритовой фазирующей секцией, что позволяет использовать один ферритовый стержень, уменьшая, таким образом, общее количество элементов системы намагничивания, а, следовательно, и вносимые потери и стоимость изготовления. Представленный фазовращатель обладает избирательной чувствительностью к заранее выбранной поляризации. Для минимизации потерь, вносимых фазовращателем, и повышения температурной стабильности устройства даны рекомендации по выбору марок ферритов. Представление о потерях, вносимых двухмодовыми ВФФВ в разных диапазонах частот, дает Таблица 1.2, приведенная в [107]. Здесь представлены омические, диэлектрические, магнитные и суммарные потери ВФФВ. Как следует из приведенных данных, с ростом частоты колебаний магнитные потери уменьшаются, а потери в металле, диэлектрике и общие потери растут. При этом суммарные потери в трехмиллиметровом диапазоне волн составляют более 3 дБ.
Взаимный двухмодовый волноводный ферритовый фазовращатель миллиметрового диапазона волн, изображенный на Рис. 1.3, в, представлен в докладе [18]. В качестве волноведущей структуры в фазовращателе используется стержень с круглой формой поперечного сечения диаметром 0,9 мм, на концах которого расположены квадрупольные невзаимные магниты. Фазовращатель имеет вносимые потери порядка 1,5 дБ и создает фазовый сдвиг до 360. Отмечается возможность создания фазовращателя на частоте порядка 94 ГГц, однако при этом возникают сложности с обработкой поверхности ферритового стержня ввиду его малых размеров. Предполагается, что потери такого ФВ будут превышать 2,5 дБ. В патенте США [33] предложен фарадеевский фазовращатель, сохраняющий неизменной плоскость поляризации электромагнитной волны. Фазовращатель, изображенный на Рис. 1.3, г, состоит из круглого волновода с расположенным по центру ферритовым вкладышем, и двух обмоток, создающих продольные, противоположно направленные поля намагничивания. Для фазовращателя характерны невысокое быстродействие, поскольку обмотка намагничивания расположена поверх волновода с ферритовым стержнем, большие поля намагничивания, а также низкая активность.
В патенте [32] описывается взаимный фазовращатель для диапазона частот 60 ГГц. Эскиз фазовращателя показан на Рис. 1.3, д. Фазовращатель работает на волне с линейной поляризацией электромагнитного поля, которая, проходя через гофрированный волновод и диэлектрическую линзу, преобразуется поляризатором в волну с круговой поляризацией электромагнитного поля. Фазирующая секция состоит из ферритового стержня, обмотки намагничивания и замыкателей магнитного потока. В патенте отмечается возможность применения фазовращателя такой конструкции на частотах до 100 ГГц при условии уменьшения поперечных размеров гофрированного волновода. Достоинством фазовращателя является реализация режима магнитной памяти, обеспечивающей уменьшение энергии управления фазовращателем. К недостаткам следует отнести большие поперечные размеры, не позволяющие применять такой фазовращатель в ФАР с электрическим сканированием луча.
Квазиоптический ферритовый фазовращатель миллиметрового диапазона волн представлен в докладе [21]. Фазовращатель с продольным намагничиванием, показанный на Рис. 1.3, е, работает на волне с круговой поляризацией электромагнитного поля в диапазоне частот порядка 100 ГГц. Фазосдвигающая секция выполнена в виде металлизированного ферритового стержня с обмоткой намагничивания. Отмечается возможность исполнения фазовращателя на основе неметаллизированного ферритового стержня, однако в этом случае, волновод, полностью заполненный ферритом, является сверхразмерным. Для такого фазовращателя характерны невысокие вносимые потери на низшем типе волны. В случае применения металлизированного ферритового стержня они составляют порядка 1,3 дБ, а в случае отсутствия металлизации достигают 2 дБ. К недостаткам фазовращателя следует отнести отсутствие магнитной памяти, увеличение энергии управления, достаточно большие поперечные размеры и возможный резонансный рост вносимых потерь на волнах высших типов.
На Рис. 1.4 показаны типовые схемы построения трактовых волноводных ферритовых фарадеевских фазовращателей [93]. Конструктивно ВФФВ обычно выполняется в виде последовательно соединенных соосных волноводов: круглого волновода 1 диаметром 2с, вдоль продольной оси которого расположен ферритовый стержень диаметром 2сф. Волновод с ферритом, в котором происходит изменение фазы электромагнитной волны, согласуется с круглым волноводом плавным или ступенчатым волноводным переходом. Обмоткой намагничивания, соосной волноводу и стержню, создается продольное магнитное поле. Вносимый фазовращателем фазовый сдвиг Афмакс зависит от марки феррита, его размеров, длины /ф и поперечного сечения ферритового стержня и волновода, а также параметров системы намагничивания.
На ВФФВ подается кругополяризованная волна типа Н11. Из (1.1) следует, что при прохождении волны вдоль волновода с продольно намагниченным ферритовым стержнем вследствие эффекта Фарадея изменяется фазовая скорость волны и на выходе ВФФВ ее фаза отличается на величину
Прямоугольный волновод с соосным диэлектрическим стержнем
Из приведенных выше зависимостей сходимости решения следует, что точность вычислений по разработанному алгоритму возрастает при расширении базиса значительно быстрее, чем при вычислении на основе алгоритма, построенного на базе оператора Максвелла.
В связи с задачей электродинамического моделирования волноводного ферритового фарадеевского фазовращателя исследуются характеристики собственных волн волновода квадратного поперечного сечения, содержащего вдоль оси диэлектрический стержень квадратного сечения, как показано на Рис. 2.2.
Идентификация типов волн квадратного двухслойного волновода проводится путем преобразования параметров структуры вида гг—»ег, гг—»ег; или геометрии структуры Й —» х При этом волна низшего типа НЕ\ в предельном случае вырождается в волну типа Ню квадратного волновода. Для квадратного двухслойного волновода, как и для прямоугольного волновода с диэлектрическими пластинами в плоскостях вектора Й волны типа Ню строгое решение задачи о собственных волнах отсутствует. Поэтому представляет интерес исследование процесса сходимости решения по крайней мере для низшего типа волны к-Ню в зависимости от числа типов волн, учитываемых в представлении поля при разных параметрах структуры.
На Рис. 2.14 приведены результаты расчета значений коэффициента распространения низшей волны типа K-HW от количества учитываемых в представлении поля (2.14) волн для случая прямоугольного волновода с соосно расположенным диэлектрическим стрежнем, показанного на Рис. 2.2. Расчет выполнен для структуры со следующими параметрами: а=Ь=0,5А; ai=bi=0,25A, относительная диэлектрическая проницаемость материала диэлектрического стержня гг=2,5; 5; 7; 10; 13,2. Относительные диэлектрическая и магнитная проницаемости окружающей среды приняты равными единице.
Расчет выполнен для широкого диапазона изменения диэлектрической проницаемости материала стержня. Заметим, что гг=13,2 соответствует ферриту марки 1СЧ4; гг=7, 10 - соответствуют параметрам ситаллов и композитных диэлектриков, используемых в согласующих волноводно-диэлектрических переходах и диэлектрических антеннах.
Как следует из приведенных зависимостей p(Q) сходимость решений для гг=2,5 и 5 является достаточно быстрой, причем при Q=7 и Q=ll, соответственно, достигаются установившиеся значения решения. С увеличением диэлектрической проницаемости материала стержня сходимость решения несколько ухудшается. Однако, уже при Q10 отклонение от установившегося значения не превышает 2%, и результаты вычислений можно считать достаточно точными.
Эти рекомендации учтены в приведенных ниже результатах расчетов характеристик низшей гибридной волны квадратного волновода типа НЕь На Рис. 2.15 представлена зависимость коэффициента замедления волны типа НЕ1 от относительного размера а1/а соосно расположенного диэлектрического стержня при различных значениях диэлектрической проницаемости.
Зависимости коэффициента замедления р от числа Q учитываемых типов волн На рисунке 2.15 обозначено: 1 ir=5; 2 ir=7; 3 ir=10; 4 ir=13,4; 5 ir=15,2. Каждая из характеристик при а1/а=1 (полное заполнение волновода диэлектриком) дает точное значение коэффициента замедления волны в волноводе, полностью заполненном диэлектриком с соответствующим ему значением ir. При а1/а=0 – все характеристики дают точное значение р пустого волновода соответствующего сечения.
На Рис. 2.16-2.21 приведены дисперсионные характеристики низшей волны квадратного двухслойного волновода, представляющие собой зависимости коэффициента замедления волны от параметра /a при фиксированных значениях степени заполнения волновода диэлектриком a1/a во всем диапазоне изменений параметра а1/а от 0 до 1. Расчеты выполнены в широком диапазоне изменения значений относительной диэлектрической проницаемости материала стержня. ir=2,5; 5; 7; 10; 13,4; 15,2.
На Рис. 2.16-2.21 кривая а1/а=0 точно совпадает с характеристикой пустого волновода, а кривая с а1/а=\ точно совпадает с характеристикой волновода, полностью заполненного диэлектриком с соответствующими значениями гіг. На Рис. 2.16-2.21 введены следующие обозначения: 1-а 1/а=0; 2-а 1/а=0,1; 3-а 1/ а=0,2; 4-а 1/ а=0,3; 5-а 1/ а=0,4; 6-а 1/ а=0,5; 7 - а1/а=0,6; 8 - а1/а=0,7; 9 - а 1/ а=0,8; 10 - а1/а=0,9; 11 - а1/а=1,0. Дисперсионные характеристики построены для широкого диапазона изменения коэффициента заполнения а1/а: от а1/а=0 - волновод без диэлектрика до а1/а=1 - полное заполнение волновода диэлектриком.
Значения параметров ir выбраны осознанно. Они соответствуют характеристикам нормализованных серийно выпускаемых СВЧ материалов [112], используемых при серийном производстве ВФФВ, интегрированных элементов ФАР, и элементов волноводного тракта: гг=2,5 полистирол; гг=5, 7, 10 композитные материалы, диэлектрики и ситаллы; г =13,4 феррит марки 1СЧ4; гг=15,2 феррит марки 1СЧ12.
Рассчитанные дисперсионные характеристики могут служить справочным материалом аналогично ранее рассчитанным и опубликованным характеристикам волны типа НЕ11 круглого двухслойного волновода: авторы Любимов Л.А. и Веселов Г.И. [96].
2.3.5. Исследование собственных волн волновода, однородно заполненного продольно намагниченной ферритовой средой
Как следует из приведенного в главе 1 обзора и патентного поиска, в настоящее время в элементах ФАР как Х- [17], так и Ка- [25] диапазонов частот, как правило, используются ВФФВ фарадеевского типа, построенные на основе ферритовых стержней с квадратной формой поперечного сечения, имеющих токопроводящее покрытие боковой поверхности.
Для расчета и проектирования таких ВФФВ необходимы дисперсионные характеристики собственных волн квадратного волновода, полностью заполненного продольно намагниченной ферритовой средой. Алгоритм их расчета строится на основе решения задачи, изложенной в разделе 2.2 для общего случая заполнения волновода средой с параметрами ф,у) и \iir(x,y). Для частного случая r(x,y)=const и \iit(x,y)=const решение задачи упрощается и элементы дифференциального магнитного оператора второго порядка LH имеет вид
Электродинамическое моделирование и расчет волноводного ферритового фазовращателя
Из полученных зависимостей следует, что выбор размера поперечного сечения ферритового стержня аст/Х более 0,27 не приводит к заметному росту активности ФВ, но при этом возможно распространение волн высших типов.
В случае, когда ставится задача получения максимально высокого быстродействия ВФФВ для элементов ФАР, сканирующих в достаточно узком секторе, выбор подобного поперечного размера стержня приведет к удорожанию процесса изготовления ферритовых стержней. Поэтому целесообразно увеличить размеры ферритового стержня до аст/1=0,37.
Наибольшая активность фазирующей структуры имеет место при применении неметаллизированного ферритового стержня. В этом случае необходимо провести оптимизацию размера поперечного сечения волновода с ферритовым стержнем. Размер волновода должен быть минимально возможным, но допускающим размещение внутри волновода всех необходимых элементов системы намагничивания при условии сохранения высокой активности фазирующей структуры.
Результаты расчета зависимости длины ферритового стержня с диэлектрической проницаемостью ф=15,2 от размера его поперечного сечения при разных значениях размера волновода ав для различных значений JLL2 представлены на Рис. 3.18-3.22. При расчетах учитывалось, что при минимальной длине /ст мин вносимый фазовый сдвиг составляет Аф=360.
Здесь обозначено: 1 - зависимость длины металлизированного ферритового стержня с размером волновода а=аст; 2 - зависимость длины неметаллизированного ферритового стержня с размером волновода а=Х;
На Рис. 3.23-3.25 приведены результаты расчета зависимости длины ферритового стержня с диэлектрической проницаемостью 15,2 от размера его поперечного сечения при разных значениях \х2. Здесь обозначено: 1 - 2=0,05; 2 - Li2=0,1; 3 - Li2=0,15; 4 - ц2=0,20; 5 - ц2=0,25. При расчете учитывалось, что при длине /ст фазовый сдвиг составляет Аф=360. На Рис. 3.23 представлены результаты расчета для металлизированного ферритового стержня а=аст, на
Методика расчета ступенчатого согласующего волноводного перехода для волноводного ферритового фазовращателя
Ступенчатый переход, согласующий фазирующий блок ВФФВ с возбуждающим волноводом, показан на Рис. 3.26. Ступень перехода с номером і круглый двухслойный волновод диаметром 2аi и длиной /г, содержащий диэлектрический стержень с относительной диэлектрической проницаемостью І. Метод расчета ступенчатых волноводных переходов развит в монографии [81], а методика расчета переходов для круглых двухслойных волноводов описана в [96].
Алгоритм расчета ступенчатого перехода выполняется в следующей последовательности. 1. По методике справочника [100] выбирается переход-прототип, определяется число ступеней N. 2. Находятся парциальные коэффициенты отражения на стыках волноводного перехода Rn,n+1 3. По дисперсионным характеристикам, например, для круглого двухслойного волновода, находятся параметры ступеней перехода Іп, ап, Єп. 4. Для всех N ступеней перехода решается задача о собственных волнах; для каждой волны типа НЕqn находятся параметры: коэффициент распространения волны pqn поперечные векторные функции eq (г,у/) и hqn(r,\y) . 5. Решаются задачи дифракции электромагнитных волн на стыках волноводов и определяются их матрицы рассеяния Sn +i. 6. Рассчитывается матрица рассеяния всего перехода и определяются зависимости суммарных коэффициентов отражения Rs(f7fср) и прохождения Тz(f/fср) рабочей волны в зависимости от частоты. 7. В случае необходимости корректируются параметры ступеней перехода, и изменяется их число N. В качестве примера применения разработанного алгоритма осуществлен расчет перехода для ВФФВ, выполненного на основе ФС без токопроводящего покрытия, показанного на Рис.3.26. ФБ имеет следующие параметры ф=15,2; аст/ =0,376; 02афМ,=1,О97; 02 =0,783.
В ступенчатых переходах использованы диэлектрики с проницаемостями 2=Єз= 4=5; 5=10, на Рис. 3.27 показаны зависимости от частоты парциальных коэффициентов отражения (R42-R67), суммарного коэффициента отражения Rz и суммарного коэффициента прохождения Тz. При расчете учтены реальные размеры ферритовых скоб внешнего магнитопровода.
Таким образом, оптимизированный ступенчатый волноводно-диэлектрический переход в 5 % полосе частот обеспечивает хорошее согласование ферритового блока с волноводом тракта (коэффициент отражения R 0,1) и высокий коэффициент передачи низшей волны из волновода в фазирующую часть ФВ.
Еще одним примером реализации ступенчатого волноводного перехода для ВФФВ является ступенчатый переход от излучателя к ферритовому фазовращателю с ферритовым стержнем, имеющим токопроводящее покрытие боковой поверхности.
В качестве излучателя выбран диэлектрический стержень диаметром 0,63А,, выполненный из материала с диэлектрической проницаемость =2,56. Согласование с металлизированным ферритовым стержнем с квадратной формой поперечного сечения а ф=0,25X осуществлялось двухступенчатым переходом с параметрами диэлектрика 2=7 и 3=10.
Разработка измерительного стенда для исследования волноводных диэлектрических излучателей
Под настройкой фазированной антенной решетки понимают процедуру определения характеристик каждого из ее элементов для последующего их использования в формировании диаграммы направленности. В первую очередь это относится к характеристикам входящих в состав элементов ФАР фазовращателей. На начальных этапах исследований актуально создание методик настройки ФАР, позволяющих определять сравнительно просто и быстро значения фазовых сдвигов в каждом канале и находить возможные неисправности в отдельных элементах ФАР.
Для настройки многоэлементных ФАР, как правило, применяются «бесконтактные» методы [102], позволяющие определять при установке характеристик фазовращателей отдельных каналов ФАР в процессе измерения суммарного поля антенны неподвижным зондом в ближней или дальней зоны исследуемой антенны. Такие способы называют «методами переключений» или «коммутационными методами» [103]. Они различаются как алгоритмами переключения фазовых состояний фазовращателей и обработки результатов измерения, так и способами измерения сигналов. Например, в работе [105] изложен поэлементный метод, при котором перед каждым отсчетом поочередно изменяется состояние фазовращателя одного из элементов ФАР. Здесь же описывается алгоритм, основанный на переключении всех фазовращателей перед каждым отсчетом.
В работах [104-106] рассматривается применение известных МТЕ и REV методов настройки ФАР, основанных на амплитудных измерениях. При этом предполагается независимость передаточных характеристик каналов антенной решетки от состояния фазовращателей соседних каналов, а также то, что суммарное поле ФАР представляется линейной суперпозицией полей ее каналов.
В случае МТЕ метода или метода измерения двух элементов для определения характеристик каждого элемента ФАР используется опорный сигнал, значение которого сравнивается с сигналом, поступающим из тестируемого канала. При этом вводятся следующие упрощения:
1. Амплитуда передаточной характеристики канала не зависит от состояния фазовращателя;
2. Фаза возбуждения каждого элемента ФАР линейно изменяется с увеличением номера состояния.
Исследуемый фазовращатель последовательно устанавливается во все возможные фазовые состояния, и производится измерение мощности суммарного сигнала. Соотношение фаз опорного и тестируемого сигналов определяется по положению максимума и минимума мощности на комплексной плоскости. Метод применим только в случае, когда существует возможность отключения нетестируемых каналов антенной решетки. При этом в качестве опорного принимается сигнал от одного из элементов ФАР, а остальные каналы необходимо калибровать по нему. Использование МТЕ метода для настройки ФАР в коротковолновой части миллиметрового диапазона волн затруднительно, поскольку используемые упрощения приводят к появлению существенных фазовых и амплитудных погрешностей в раскрыве ФАР при формировании ДН.
Недостатки МТЕ метода частично устраняются при использовании так называемого REV метода [106] или метода вращения вектора электрического поля элемента. В этом случае опорным является сигнал от всех элементов ФАР кроме тестируемого, причем учитывается изменение амплитуды и фазы опорного сигнала при переходе от канала к каналу. Однако для определения начальных фаз применяется опорный сигнал, соответствующий сигналу от пятиэлементной синфазной ФАР, что требует установки каналов в аналогичное состояние. Кроме того, применение REV метода для ФАР с числом элементов больше пятидесяти возможно лишь при условии разбиения элементов ФАР на группы с настройкой каналов внутри группы и последующим межгрупповым фазированием.
В связи с указанными недостатками описанных выше методов разработана методика настройки ФАР коротковолновой части миллиметрового диапазона волн, позволяющая обойти ряд трудностей и получить достоверные результаты измерения таких характеристик ФАР как диаграмма направленности, коэффициент усиления, уровень бокового излучения, точность ориентации главного лепестка диаграммы направленности.
Важным вопросом при настройке ФАР является достигаемая точность в определении характеристик фазовращателей. В работе [106] приводятся зависимости ошибки в определении фазы от величины суммарного сигнала и числа вариаций фазовых состояний. В частности определено, что ошибка растет при увеличении уровня суммарного сигнала. Поэтому для более точного определения фазового состояния используется сигнал, соответствующий начальной рабочей точке всех элементов ФАР. При выбранном расстоянии l от передающей антенны до раскрыва ФАР, соответствующем условию дальней зоны антенны, динамический диапазон регистрируемого уровня принятого ФАР сигнала для разработанного измерительного стенда составляет не менее 25 дБ, а минимальное изменение ослабления, позволяющее идентифицировать управляемость фазовращателей элементов ФАР, расположенных на краю раскрыва антенной решетки, составляет (0,3-0,4) дБ. При таких параметрах стенда реальна настройка ФАР с числом элементов порядка N 2102.
Разработанная методика позволяет проводить настройку ФАР как с учетом известных начальных фаз и фазовых характеристик фазовращателя, записанных в память персонального компьютера, и коррекции фазового распределения, создаваемого облучателем, так и без использования априорной информации. В последнем случае методика позволяет учесть не только начальные фазовые сдвиги ВФФВ элементов ФАР, но и технологические погрешности их сборки и неточности установки интегрированных элементов в раскрыве антенной решетки, которыми в коротковолновой части миллиметрового диапазона нельзя пренебрегать.
В процессе поэлементной настройки ФАР каждый фазовращатель последовательно устанавливается во все возможные фазовые состояния независимо от остальных элементов ФАР. В результате экспериментально определяются фазовые сдвиги {фп}, которые должны быть созданы всеми фазовращателями для синфазного сложения полей всех излучателей в заданном направлении Ф =ф +ф -ф , n = 1, 2, …, N, (4.19) где Фп о - фаза коррекции фазового фронта облучателя; Фн - обобщенная начальная фаза, учитывающая начальную фазу фазовращателя, излучателя, погрешности базирования элемента ФАР, фазовые характеристики излучателя и облучателя; хп, уп - координаты n-го излучателя в плоскости раскрыва ФАР. Фп уо \/о . (4.20) Исходя из полученных при настройке ФАР значений фазовых сдвигов {фп} всех фазовращателей АР возможно применение данной методики для пересчета фазового распределения по излучателям антенной решетки для отклонения главного лепестка диаграммы направленности в любое другое направление в секторе сканирования луча ФАР.