Содержание к диссертации
Введение
1 Гибридные оптоэлектронные процессоры сложных пространственно-временных сигналов. современное состояние и тенденции развития .18
1.1 Гибридные акустооптические процессоры спектрального и корреляционного анализа широкополосных сигналов 18
1.1.1 Акустооптические спектроанализаторы 24
1.1.2 Акустооптические корреляторы с временным интегрированием 2 6
1.1.3 Акустооптические корреляторы с пространственным интегрированием 33
1.2 Гибридные оптоэлектронные процессоры пространственно-временной обработки сложных сигналов (радиооптические антенные решетки) 35
1.2.1 Гибридные оптоэлектронные процессоры пространственно- временных сигналов антенных решеток 35
1.2.2 Радиооптические антенные решетки с режекцией мешающих пространственных сигналов 38
1.2.3 Гибридные оптоэлектронные процессоры неплоских антенных решеток 4 2
1.2.4 Многофункциональные гибридные оптоэлектронные процессоры 4 3
1.3 Итоги программы "Внедрение оптических процессоров в системы" 4 4
2 Гибридные оптоэлектронные процессоры для обнаружения сложного пространственно-временного сигнала с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты 4 8
2.1 Особенности системы распределения тактической информации 48
2.2 Возможные подходы к перехвату сигнала 51
2.3 Интерферометрический алгоритм обнаружения сложного сигнала и определения направления на его источник 55
2.3.1 Функциональные характеристики алгоритма 58
2.3.2 Действие алгоритма в отсутствии источников шума 62
2.3.3 Действие алгоритма при наличии источников шума. Энергетические свойства алгоритма 64
2.3.4 О возможности реализации интерферометрического алгоритма на основе квадратурной обработки 71
2.3.5 Влияние неидентичности приемных трактов 74
2.3.6 Численное моделирование интерферометрического алгоритма 7 5
2.4 Реализация интерферометрического алгоритма средствами гибридных оптоэлектронных процессоров 7 9
2.4.1 Особенности применения различных типов акустооптических корреляторов 7 9
2.4.2 Анализ схем построения и новая структура квадратурного акустооптического коррелятора с временным интегрированием 82
2.4.3 Анализ и оптимизация геометрии акустооптического взаимодействия 87
2.5 Двумерный параллельный гибридный оптоэлектронный процессор на основе интерферометрического алгоритма и алгоритма пространственного Фурье-преобразования 93
2.5.1 Структура двумерного параллельного гибридного оптоэлектронного процессора. Преобразования
пространственно-временного сигнала 94
2.5.2 Анализ радиосцены с использованием двумерного параллельного гибридного оптоэлектронного процессора 97
3 Гибридные оптоэлектронные процессоры для анализа внутриимпульснои структуры. многофункциональный гибридный оптоэлектронный процессор для перехвата сигнала с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты 100
3.1 Алгоритмы внутриимпульснои обработки сигнала 101
3.1.1 Алгоритмы поэлементного приема ЮЗ
3.1.2 Алгоритмы приема в целом 109
3.1.3 Помехоустойчивость алгоритмов 111
3.2 Реализация демодуляторов средствами гибридных оптоэлектронных процессоров 112
3.2.1 Фильтровой демодулятор для поэлементного приема 112
3.2.2 Оптимальный автокорреляционный демодулятор для поэлементного приема Ц2
3.2.3 Квазиоптимальный автокорреляционный демодулятор для поэлементного приема 116
3.2.4 Подход к реализации приема в целом 124
3.2.5 Согласованный фильтр с программируемой импульсной характеристикой для приема в целом 127
3.2.6 Согласованный фильтр с программируемой импульсной характеристикой с использованием техники "двумерного опорного транспаранта" 128
3.2.7 Параллельная обработка сигнала при приеме в целом 133
3.2.8 Параллельно-последовательная обработка сигнала при приеме в целом 135
3.3 Экспериментальное исследование модуля демодуляции 136
3.4 Антенная решетка с многофункциональным гибридным оптоэлектронным процессором 14 0
3.4.1 Алгоритмы обработки сигналов, реализованные в многофункциональном гибридном оптоэлектронном процессоре 140
3.4.2 Структурная схема 141
3.4.3 Функциональная и оптическая схемы. Модуль обнаружения .144
3.4.4 Модуль помехозащищенного диаграммообразования 147
3.4.5 Модуль анализа внутриимпульсной структуры 148
3.4.6 Модуль демодуляции 148
4 Гибридный оптоэлектронныи процессор пространственно-временных сигналов приемной антенной решетки системы связи 151
4.1 Антенная решетка с гибридным оптоэлектронным процессором для системы связи 151
4.2 Алгоритмы обработки сигнала, реализованные в многофункциональном гибридном оптоэлектронном процессоре 153
4.3 Структурная схема многофункционального гибридного оптоэлектронного процессора с функцией пеленгатора- частотомера 158
4.4 Модули и макет многофункционального гибридного оптоэлектронного процессора 160
4.5 Результаты экспериментальных исследований макета гибридного оптоэлектронного процессора 165
Заключение 17 0
Список использованных источников
- Акустооптические корреляторы с пространственным интегрированием
- Интерферометрический алгоритм обнаружения сложного сигнала и определения направления на его источник
- Фильтровой демодулятор для поэлементного приема
- Алгоритмы обработки сигнала, реализованные в многофункциональном гибридном оптоэлектронном процессоре
Введение к работе
Актуальность проблемы. Разработка и создание нового поколения радиоэлектронных систем, использующих перспективные методы и технологии, является главным направлением, позволяющим повысить возможности военных и гражданских систем по обнаружению, определению местоположения и ориентации, сопровождению и идентификации объектов. К наиболее важным тенденциям, сопровождающим внедрение сложных комплексов аппаратуры, сложных сигналов и методов их обработки, относятся:
-рост информационного потока, поступающего, например, от радиолокационных систем и систем связи, достигающего 10" бит/с при ширине полосы частот сигнала около 1 ГГц, и ужесточение требований к динамике обработки информации и темпу ее обновления;
- широкое распространение сложных многоэлементных антенных решеток (АР) разных типов (в частности, многолучевых, конформных, адаптивных к меняющимся условиям), существенно более гибких по своим возможностям по сравнению с традиционными антеннами, что необходимо для реализации широкополосного, широкоугольного панорамного обзора пространства, повышения помехозащищенности и т.п.;
-использование широкополосных и сложных радиосигналов с полосой частот AF>300...350 МГц, базой B = AFAT&\0* или пространственно-временной (ПВ) базой BS=AFATM&106 (АГ-длительность сигнала, М-число пространственных каналов, примерно равное количеству элементов антенной решетки (АР)), которые необходимо обрабатывать в реальном масштабе времени.
Широкополосные и сложные радиосигналы (большой длительности, широкополосные пространственно-временные, импульсные локационные фазомодулированные радиосигналы, непрерывные сигналы с фазовой
РОС. НАЦИОНАЛЫ!*!» ,
БИБЛИОТЕКА |
« 09 W$vd/$~3 \
--пі- -і тг '
манипуляцией (ФМн) и т.д.) занимают заметное место во многих радиоэлектронных системах: радиолокации, радио- и радиотехнической разведки, связи, радиоастрономии, командных управляющих системах и др. Высокие потенциальные возможности радиоэлектронных систем с такими сигналами делает весьма актуальной задачу создания эффективных средств их обработки.
Традиционные подходы к созданию процессоров (аналоговых, цифровых) в настоящее время не обеспечивают полного решения задачи обработки сложных ПВ сигналов. Достоинства цифровой обработки (высокая точность, универсальность, большой динамический диапазон) предопределяют широкое внедрение устройств на ее основе в радиоэлектронные системы. К настоящему времени, например, разработаны цифровые процессоры на основе БПФ, позволяющие проводить корреляционный анализ сигналов в полосе частот до 300 МГц. Установлено, что при временной базе радиосигнала B = AFAT&104 (или ПВ базе Bs =AFATM&104) перед цифровыми процессорами встает проблема энергопотребления, массы, габаритных размеров, а также стоимости и надежности. Если же необходимы полосы AF>300...350 МГц или базы B(BS)>№6, то требуемая производительность процессора превышает возможности электронных средств цифровой обработки даже при использовании в них современных и перспективных быстродействующих интегральных схем.
По-видимому, только создание неоднородных систем обработки информации, включающих в себя как электронные компоненты и узлы, так и процессоры иной физической природы и архитектуры, позволит удовлетворить современным и перспективным требованиям. В наибольшей степени этим требованиям отвечают акустоэлектронные и оптоэлектронные (в первую очередь акустооптические) процессоры аналогового типа.
Оптоэлектронные (акустооптические (АО)) процессоры (АОП), по сути, являются высокопроизводительными специализированными аналоговыми процессорами. АОП, вследствие присущей им трехмерности передачи и
обработки данных, высокого быстродействия отдельных компонентов, больших функциональных возможностей и многообразия технических решений, позволяют обрабатывать в реальном времени сигналы с полосой в несколько сотен мегагерц в гигагерцовом диапазоне частот, что выходит за пределы возможностей цифровых процессоров. АОП с временным интегрированием позволяют обрабатывать сверхширокополосные (СШП) сигналы рекордной длительности - десятки и более миллисекунд. АО анализаторы внутренней структуры-демодуляторы ФМ сигналов работоспособны по одному импульсу, точность фазовых измерений порядка 10.
При ПВ обработке радиосигналов АР в АО процессоре с многоканальным акустооптическим модулятором (АОМ) формируется от двух до 50...100 параллельных пространственных каналов, каждый из которых потенциально может работать на частотах 1 ГГц и выше и иметь полосу пропускания до 500 МГц.
В то же время, несмотря на достоинства оптических средств обработки сигналов, их преимущества над цифровыми технологиями отнюдь не являются абсолютными: оба метода перспективны, но каждый из них имеет свою область применения. Более того, очевидно, что только сочетание этих методов может привести к созданию эффективных систем. Для повышения гибкости оптических (оптоэлектронных) процессоров целесообразно объединять аппаратуру параллельной оптической обработки с устройствами постобработки, управления и контроля, построенными на базе цифровой техники.
Прогноз развития радиоэлектронных средств показывает, что модернизация радиолокационных систем обнаружения и средств радиоэлектронной разведки (РЭР) будет существенно основываться на развитии методов и средств функциональной электроники, квантовой электроники и волоконной оптики, которые, в сочетании с цифровой техникой, составят основу гибридных оптоэлектронных процессоров (ГОЭП). Информация о создании подобных средств за рубежом, свидетельствующая о повышенном интересе к средствам перехвата ин-
формации на основе техники ГОЭП, частично представлена в комплексной научно-технической программе DARPA "Transition of Optical Processors into Systems" (НТП "Внедрение оптических процессоров в системы") (США).
Особенно актуальна проблема создания СШП средств РЭР для обнаружения и вскрытия радиоэлектронных систем, использующих сложные сигналы с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ). Примером последней является "Объединенная система распределения тактической н информации" (ОСРТИ) — многофункциональная система, обеспечивающая помехозащищенный засекреченный обмен цифровой информацией в сложных условиях, а также решение задач высокоточного определения местоположения и опознавания. Особенностью системы является ее работа в диапазоне Lx с полосой частот более 250 МГц с ППРЧ со скоростью 100 тыс. скачков/с в сетке из 51 частоты с информационным потоком 50-500 Кбит/с.
Работы по вскрытию подобных систем, проводимые рядом предприятий, подтверждают сложность решения данной задачи в реальном масштабе времени традиционными технологиями (недостаточное быстродействие, значительные веса, габариты и энергопотребление; сложность реализации панорамного режима работы и т.п.). Создание средств обработки подобных сигналов требует применения нетрадиционных технических решений. В связи с этим задача перехвата (обнаружения, пеленгации и вскрытия) источников сложных ПВ сигналов с ППРЧ средствами многофункциональных ГОЭП является актуальной.
Целью работы является разработка и исследование антенных систем с многофункциональными гибридными оптоэлектронными процессорами, предназначенными для обнаружения, пространственного и временного разделения, анализа структуры, вскрытия основных параметров и приема сложных высокоинформативных сигналов с псевдослучайной перестройкой і частоты и пространственно-временной базой до 1 млн.
Для достижения поставленной цели в работе решены следующие основные задачи:
Обоснован и исследован интерферометрический алгоритм, реализуемый антенной системой с ГОЭП, обеспечивающий обнаружение и пеленгацию множества источников сложных сигналов с ППРЧ в полосе частот более 250 МГц. Выявлена общность основных схем АО корреляторов с временным интегрированием (АОКВИ) и разработан ГОЭП, позволяющий организовать параллельную многоканальную обработку либо двумерную обработку сигналов приемной антенной системы.
Разработана антенная система, объединяющая интерферометр и АР (база 150 м, число каналов до 100 с полосой до 500 МГц), с обработкой сигналов средствами ГОЭП на основе АОКВИ, позволяющая повысить отношение сиг-нал/шум+помеха за счет пространственной обработки в угломестной плоскости, повысить отношение сигнал/шум (ОСШ) сложных сигналов за счет ПВ корреляционной (интерферометрической) обработки, а также в параллельном режиме выделить информацию об азимуте и угле места множества источников сигналов.
Разработаны схемы АО модулей ГОЭП для восстановления модулирующей функции сигнала типа ФМн-МС с ППРЧ, реализующих автокорреляционные алгоритмы поэлементной обработки и различающихся сложностью аппаратной реализации, а также АО корреляторов с пространственным интегрированием и программируемой импульсной характеристикой, реализующих обработку импульса в целом путем согласованной фильтрации.
Предложена структура многофункционального ГОЭП АР на основе оптоэлектронных модулей обнаружения, диаграммообразования, анализа внутриимпульснои структуры и демодуляции, реализующего последовательность операций, необходимых для перехвата (обнаружения, пеленгации, приема) сигналов ОСРТИ типа ВИМ-ППРЧ-МЦСК-ФМн-МС с полосой более 250 МГц и базой около 1 млн.
5. Проведены экспериментальные исследования макета ГОЭП АР по панорамному обзору радиосцены (диаграммообразованию), подавлению мешающих пространственных помех (режекции), извлечению временного сигнала и анализу внутриимпульсной структуры для подтверждения возможности использования технологий ГОЭП для обработки сложных сигналов с ППРЧ в полосе более 250 МГц.
Методы исследований основываются на использовании теории оптимальной обработки сигналов, оптической обработки информации, голографии и цифровой оптики, радиооптическом анализе на основе скалярной теории дифракции, математическом моделировании и физическом эксперименте.
Научная новизна:
Разработана антенная система, объединяющая интерферометр и АР, с обработкой сигнала ГОЭП, реализующая интерферометрический алгоритм на основе акустооптического коррелятора с временным интегрированием и обеспечивающая обнаружение и пеленгацию множества источников сложных сигналов с ППРЧ в полосе более 250 МГц.
Разработаны акустооптические модули ГОЭП для восстановления модулирующей функции сигнала типа ФМн-МС с ППРЧ, реализующие автокорреляционные алгоритмы поэлементной обработки, а также АО согласованные фильтры с пространственным интегрированием и программируемой импульсной характеристикой, реализующие обработку импульса в целом.
Предложена структура многофункционального ГОЭП АР на основе ком-плексирования оптоэлектронных модулей обнаружения, диаграммообразования, анализа внутриимпульсной структуры и демодуляции, реализующего последовательность операций, необходимых для перехвата (обнаружения, пеленгации, приема) сигналов ОСРТИ типа ВИМ-ППРЧ-МЦСК-ФМн-МС с полосой более 250 МГц и базой около 1 млн.
Практическая значимость результатов работы состоит в том, что предложенные и исследованные антенные системы с многофункциональными ГОЭП позволяют обнаруживать, осуществлять пространственное и временное разделение, анализ структуры, вскрытие основных параметров и прием сложных высокоинформативных сигналов с ППРЧ и ПВ базой до 1 млн.
Проведенный натурный эксперимент на разработанном макете АО модуля демодуляции сигналов подтвердил его эффективность при решении задачи выявления тонкой внутриимпульсной структуры сигнала и целесообразность его применения в составе многофункционального ГОЭП системы РЭР.
Проведенный натурный эксперимент на разработанном макете многофункционального ГОЭП АР на основе многоканального электрооптического модулятора света, реализующего параллельный (панорамный) обзор пространства по угловой координате и частоте в широкой полосе, пространственную режекцию помех, прием сигнала с фазоразностной манипуляцией и ППРЧ, подтвердили эффективность его использования в составе системы передачи информации.
Приоритетная сфера приложений таких антенных систем с ГОЭП -радиоэлектронная разведка.
Реализация и внедрение результатов работы:
Основные результаты диссертационной работы использованы и внедрены в ЗАО "Радиоэлектронные системы" при выполнении НИР с в/ч 44386 "Прогнозные исследования в области развития методов и средств радиолокационного наблюдения целей" (шифр "Переполох"), а также в Таганрогском НИИ Связи при выполнении НИР "Поиск путей создания сверхширокополосных средств радиоэлектронной разведки для обнаружения и вскрытия источников сложных пространственно-временных сигналов с псевдослучайной перестройкой частоты" (шифр "ЧИП").
Достоверность полученных результатов обуславливается
корректностью исходных положений и преобразований, использованием апробированного радиооптического подхода при анализе преобразований оптических полей в ГОЭП, совпадением результатов теоретического анализа, численного имитационного моделирования и натурного эксперимента на разработанном макете многофункционального ГОЭП.
Апробация результатов работы:
Основные результаты диссертационной работы докладывались, обсуждались и получили положительные отзывы на IV Международной научно-технической конференции "Электроника и информатика -- 2002", Зеленоград, МИЭТ, 19-21 ноября 2002г.; 12-й Международной конференции "СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии" (КрыМиКо'2002), Севастополь, 9-13 сентября 2002г.; Всероссийской научно-технической дистанционной конференции "Электроника" в рамках НТП Минобразования РФ, 19-23 ноября 2001г., Москва, Россия; Millenium Conference on Antennas and Propagation, AP2000, 9-14, April, 2000, Davos, Switzerland; The 6th Student exchange seminar, Technical University Munich — Moscow Aviation Institute, September 28-30, 1999, Moscow, Russia; The XXVII Moscow international conference on antenna theory and technology, September 22-24, 1998, Moscow, Russia; Москва, МГТУ; The 4th Student exchange seminar, Technical University Munich — Moscow Aviation Institute. April 18-23, 1996, Moscow, Russia; Международном научном конгрессе студентов, аспирантов и молодых ученых "Молодежь и наука - третье тысячелетие", 1996г.
Публикации:
По основным результатам выполненных в диссертации исследований опубликовано восемь печатных работ, из них три научные статьи и пять тезисов докладов.
Основные положения, выносимые на защиту:
Интерферометрический алгоритм, реализуемый антенной системой с ГОЭП, обеспечивает обнаружение и пеленгацию множества источников сложных (с базой до 1 млн.) сигналов типа ОСРТИ, работающей в диапазоне частот Lx с ППРЧ в полосе частот более 250 МГц и сложной внутриимпульсной структурой, скорость перестройки частоты 100 тыс. скачков/с. Выявленная общность основных схем АО корреляторов с временным интегрированием позволила предложить ГОЭП, позволяющий организовать параллельную многоканальную обработку либо двумерную обработку сигналов приемной антенной системы.
Предложенная антенная система, объединяющая интерферометр и антенную решетку (база 150 м, число каналов до 100 с полосой до 500 МГц), с обработкой сигналов средствами ГОЭП на основе АОКВИ, позволяет повысить отношение сигнал/шум+помеха за счет пространственной обработки в угломестной плоскости, повысить ОСШ сложных сигналов за счет ПВ корреляционной (интерферометрической) обработки и в параллельном режиме выделить информацию об азимуте и угле места множества источников сигналов.
Восстановление модулирующей функции сигнала типа ФМн-МС с ППРЧ средствами ГОЭП реализуется в разработанных схемах АО модулей на основе автокорреляционных алгоритмов поэлементной обработки, а также в" АО корреляторах с пространственным интегрированием и программируемой импульсной характеристикой.
Предложенная структура многофункционального ГОЭП АР на основе модулей обнаружения, диаграммообразования, анализа внутриимпульсной структуры и демодуляции, реализует последовательность операций, необходимых для перехвата (обнаружения, пеленгации, приема) сигналов ОСРТИ типа ВИМ-ППРЧ-МЦСК-ФМн-МС с полосой более 250 МГц и базой 1 млн.
Результаты экспериментальных исследований макета ГОЭП АР по панорамному обзору радиосцены (диаграммообразованию), подавлению мешающих пространственных помех (режекции), извлечению временного сигнала и анализу
внутриимпульсной структуры подтвердили возможность использования технологий ГОЭП для обработки сложных сигналов с ППРЧ в полосе более 250 МГц.
Структура и объем работы:
Диссертационная работа изложена на 199 машинописных страницах, включая 133 страницы основного текста, и состоит из введения, четырех глав, заключения, списка использованных источников, трех приложений. Иллюстративный материал представлен в виде 68 рисунков и четырех таблиц. Список использованных источников включает 73 наименования.
Акустооптические корреляторы с пространственным интегрированием
Среди ГОЭП для обработки радиосигналов наиболее развитыми и подготовленными к внедрению являются АОП. В этих устройствах АО часть служит динамическим средством ввода сигналов в оптическую систему, где собственно и производится обработка сигнала. Результат обработки - ПВ световое распределение, которое преобразуется в электрический сигнал посредством фотоприемников (ФП).
По функциональному назначению следует выделить АОП спектральной и корреляционной обработки, которые и находят наибольшее практическое применение. Выполняемое ими интегральное преобразование реализуется либо оптической системой как пространственное интегральное преобразование (АОП с пространственным интегрированием (ПИ)), либо ФП как интегральное преобразование во времени (АОП с временным интегрированием (ВИ)). Существуют также АОП, в которых выходной сигнал образуется в результате преобразований обоих типов (АОП с ПВ интегрированием). Акустооптические спектроанализаторы (АОС) по способу формирования интеграла Фурье можно разделить на три группы: - АОСПИ, исторически наиболее ранние, отличающиеся простотой конструкции и высокими показателями, в связи с чем наиболее широко используемые; - АОСВИ, относящиеся, по сути, к гетеродинным спектроанализаторам, в частности, АОП на основе ЛЧМ-Фурье-преобразования (ЛЧМФ), в котором непрерывная "сетка" опорных частот формируется из сигнала с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ); - на основе автокорреляционной обработки и дискретного преобразования Фурье (ДПФ), в которых АОП реализует автокорреляционную обработку ШП-радиосигнала большой длительности, результат которой (огибающая автокорреляционной функции (АКФ)) обрабатывается далее цифровым процессором по алгоритму ДПФ. Акустооптические корреляторы (АОК) по способу формирования корреляционного интеграла также можно разделить на две большие группы: - АОКВИ (рис. 1 а-г), позволяющие вычислять в параллельном режиме (до 103 отсчетов) во временном окне 1...50 мкс взаимную корреляционную функцию (ВКФ) радиосигналов с полосой до 1 ГГц и длительностью до единиц секунд (ДЗДТ «108), предназначенные, в первую очередь, для обработки непрерывных сигналов и находящие применение в пассивной локации источников СІ1ІП-сигналов; - АОКПИ (рис. 1 д-з), позволяющие вести согласованную фильтрацию сигнала длительностью от 0.1 мкс (при полосе частот до 1 ГГц) до 50 мкс (при полосе частот 100 МГц) с базой ДГДГ « 103 , предназначенные, в первую очередь, для обработки импульсных сигналов и находящие применение в активной радиолокации и связи.
Далее основной акцент сделан на АОП, которые потенциально подготовлены к промышленному внедрению в радиолокационные комплексы, системы РЭР и связи. В таблице 1 представлены типовые характеристики некоторых современных АОП, рассмотренных в настоящей главе. Предельные возможности АОП во многих случаях предопределены параметрами АОМ, которые в настоящее время (рис. 2) близки к предельно достижимым. Пример оптической схемы
АОС представляют собой компактные приборы с малой потребляемой мощностью и весом и предназначены для внедрения, прежде всего, в системы РЭР [7] . АОС способны обрабатывать импульсные сигналы малой длительности (сигналы РЛС) и непрерывные сигналы в широкой полосе частот и сложной сигнальной обстановке.
Все АОСПИ строятся по типу классической структурной схемы (рис. 3) [20], включающей лазер 1, коллиматор 2, АОМ 3, интегрирующую линзу (фурье-объектива) 4, линейный многоэлементный ФП 5 и последующие цепи цифровой обработки и принятия решения 6-8.
Для последовательного считывания информации в качестве ФП используют многоэлементные линейные фоточувствительные приборы с зарядовой связью (ФПЗС). При этом длительность цикла обновления информации может оказаться слишком большой (порядка 1-20 мс при числе элементов 1000). Для параллельного считывания информации в качестве ФП может быть использована линейка быстродействующих фотодиодов, однако подобная структура становится сложной.
Одним из наиболее удачных решений представляется схема АОС, в которой для снижения потока выходных данных, передаваемых в цифровую часть процессора, применен параллельно-последовательный вывод информации из оптического каскада процессора [21-23], структурная схема которого представлена на рис. 4. Оптический каскад процессора аналогичен рис. 3. ФПЗС имеет шесть портов параллельного считывания; скорость вывода информации составляет более 100 каналов/мкс. В цифровой части процессора осуществляется определение координат световых пятен, соответствующих частотам спектра сигнала, и формирование цифрового слова-дискриптора для каждого принятого импульса. Прибор выполнен в виде единого блока с размерами 90x70x25 мм (рис. 5), включает модули оптической, электронной и цифровой обработки, имеет вход РЧ и разъем интерфейса (рис. 6, 7).
Анализ внутренней структуры сигналов с фазовой модуляцией — одна из важных и сложных задач, стоящих перед РЭР. Подход, основанный на аппаратурном получении и исследовании стационарного спектра импульса, оказывается в этом случае малоэффективным. АОСПИ может работать в широкой полосе частот, однако он имеет частотное разрешение, обратное величине временной апертуры АОМ, что недостаточно для вскрытия тонкой структуры спектра радиоимпульсов. АОСВИ имеют достаточное разрешение по частоте, однако работа с широкополосными сигналами затруднена.
Наиболее адекватным поставленной задаче методом является анализ нестационарного (мгновенного) спектра исследуемых сигналов. Действительно, в АОСПИ можно выбрать временное окно АОМ достаточно малым, так, чтобы для сигналов с угловой модуляцией в его пределах в любой момент времени находилось бы квазигармоническое акустическое возмущение. Поскольку при дифракции света на акустической волне осуществляется преобразование частота звука — координата дифракционного максимума, остается тем или иным способом преобразовать это пространственное положение в электрический сигнал. В результате получается широкополосный частотный демодулятор, вскрывающий закон изменения частоты внутри импульса. Подобным же образом реализуется демодулятор сложных ФМн сигналов, позволяющий определить длительности временных интервалов, их количество, значения фазовых скачков на каждом из интервалов, кодирующей последовательности, с помощью которой осуществляется манипуляция фазы несущего колебания. Различные схемы АО демодуляторов рассмотрены в [б, 9, 11].
Акустооптические корреляторы с временным интегрированием АОКВИ предназначены, в первую очередь, для обработки непрерывных сигналов. Обрабатываемые сигналы представляются в виде временнь/х или ПВ распределений посредством модулируемых по интенсивности источников света (лазерных или светодиодов) и/или АОМ (рис. 1 а-г) . Выходное распределение (изображение апертуры АОМ, используемого, по сути, как линия задержки с произвольным доступом) проецируется на кристалл многоэлементного накапливающего ФП (чаще всего ФПЗС). Таким образом, характерным для АОКВИ является соответствие номера элемента ФПЗС отсчету корреляционной функции, а совокупность всех элементов ФПЗС несет информацию о некотором отрезке (обычно — центральной части) корреляционной функции.
Интерес к АОКВИ обусловлен, с одной стороны, простотой построения схем (что обуславливает их высокую технологичность, простоту юстировки, надежность), с другой — высокой производительностью при обработке сложных сигналов. До сих пор сохраняется "ниша", характеризуемая шириной полосы рабочих частот AF « 0.5... 2 ГГц и длительностью сигнала ДГ «10 мс ... 10 с либо базой сигнала до 108, в которой АОКВИ и схемы на их основе остаются крайне привлекательными. Подобные характеристики затруднительно либо невозможно реализовать как другими средствами микроволновой функциональной электроники, так и чисто цифровыми средствами.
Интерферометрический алгоритм обнаружения сложного сигнала и определения направления на его источник
Большое расстояние между приемными антеннами (десятки метров) при заданной длине волны (около 30 см) и наличие в тракте приемно-усилительных модулей неизбежно приведет к разности задержек сигналов, передаваемых от антенн к устройству обработки. Поскольку разность задержек можно принять неизменной на интервале обработки (3.4...7.8 мс) то ее проявление сводится к двум эффектам: грубому — смещению всей картины ВКФ по оси абсцисс и тонкому — смещению пика периода РЧ-заполнения в пределах главного лепестка ВКФ.
Первый эффект приводит к статической ошибке определения направления на источники излучения. Этот эффект несложно учесть путем калибровки шкалы углов системы, например, с использованием своего опорного источника либо с использованием информации о местоположении абонента ОСРТИ от других средств РЭР.
Проявление второго эффекта показано на рис. 4 б, штрихпунктирная кривая (см. приложение А) . При достаточно большом числе периодов, приходящихся на длительность сжатого сигнала, влияние разности фаз на пиковое значение корреляционной функции незначительно [63]. Так как дальнейшая обработка в интерферометрическом приемнике ведется по огибающей, то флуктуационная ошибка, связанная с влиянием разности фаз, практически исключается.
Если амплитудная огибающая вычисляется по ВЧ-оригиналу путем квадратичного детектирования и НЧ-фильтрации, то ошибка определения максимума огибающей, вызванная разностью фаз, не превышает периода ВЧ-заполнения [63] и для сигнала ОСРТИ лежит в пределах ±0.5 не.
Квадратурная обработка позволяет полностью исключить из рассмотрения начальную фазу колебаний, зависящую от условий распространения сигнала от источника к приемным антеннам, от направления на источник, от свойств приемных каналов.
Таким образом, основным фактором, ограничивающим базу d приемных антенн (рис. 21) является не требование одинаковой электрической длины фидеров, а потери в фидерах, требуемая длина которых составляет десятки метров. Реализация стабильности электрической длины в течение 3.4... 7.8 мс трудностей не представляет.
В антенных решетках и фазовых пеленгаторах выдвигаются жесткие требования к идентичности приемных каналов, что связано с основной ролью фазовых соотношений в определении направления на источник. Напротив, интерферометрический алгоритм обнаружения и определения направления на источник излучения обладает большой устойчивостью к неидентичности приемных каналов, что связано с работой по огибающей ВКФ, а не по ее высокочастотному заполнению.
Численное моделирование интерферометрического алгоритма
Задачей моделирования являлся статистический анализ работы интерферометрического алгоритма обнаружения применительно к сигналу типа ВИМ-ППРЧ-МЦСК-ФМн-МС в рамках временной фильтрации. В частности, целями моделирования были проверка эффективности алгоритма, получение характеристик обнаружения сигнала ВИМ-ППРЧ-МЦСК-ФМн-МС в смеси с нормальным шумом, сравнение интерферометрического алгоритма с другими алгоритмами обработки (согласованная фильтрация, некогерентное накопление).
Разработаны математические модели сигналов и элементов структурной схемы (рис. 21), оформленные в виде пакета программ для ПЭВМ. В качестве метода описания входных воздействий был использован метод несущей. Специфика состояла в необходимости обрабатывать в каждом численном эксперименте сигнал с большой базой (для простоты за основу был выбран информационный пакет типа STD, имеющий наименьшую базу среди всех типов пакетов ОСРТИ — 8.55-10). Большой объем подлежащей обработке информации привел к необходимости оптимизировать модель по скорости счета, по структуре и формату файлов данных (рис. 27). Общее эквивалентное количество проведенных экспериментов составило порядка 106 , объем данных, обработанных в каждом эксперименте — порядка 50 МБайт, время счета с использованием процессора AMD Кб-2-4 50 составило около пяти суток.
Основными элементами модели являются: генератор сигнала ВИМ-ППРЧ-МЦСК-ФМн-МС, генераторы некоррелированного нормального шума приемных каналов (рис. 21), формирующие фильтры (трансверсального типа, для ограничения ширины спектра шума), блоки взаимной Генератор НЧ-аналога сигнала "J" (структура пакетов STD, P2S): -полоса (Fmin;Fmax) = (0;255) МГц; -шаг дискретизации 1/4Fmax=0.98Hc; -N=3.4 млн.отсчетов, 13.7 МБайт.
Схема имитационного моделирования интерферометрического обнаружителя. корреляционной обработки - перемножения и накопления, пороговое устройство. Параметром экспериментов было ОСШ смеси сигнал+шум на входе приемных каналов (рис. 21); средняя мощность смеси поддерживалась постоянной.
Характеристики обрабатываемых сигналов и результаты эксперимента представлены на рис. 28 а-д. На рис. 28 а показаны корреляционные, на рис 28 б и в — спектральные, на рис. 28 г -статистические характеристики сигнала и шума на различных стадиях обработки.
Согласно рис. 28 г, компоненты типа произведений (сигнал х шум) и (шум х шум) на выходе перемножителя A3.2 (рис. 21) имеют закон распределения, существенно отличный от нормального, что проявляется в меньшем разбросе относительно среднего значения по сравнению с исходным нормальным законом. Это связано с тем, что выбросы одного шума при перемножении невилируются низким уровнем сигнала или другого шума. Совпадение выбросов двух независимых-» шумов маловероятно. Тем не менее, такая вероятность существует, что приводит к большой протяженности "хвостов". Анализ гистограмм шумовых продуктов показал, что для сигнала типа ВИМ-ППРЧ-МЦСК-ФМн-МС на выходе накопительного элемента A3.3 (рис. 21) происходит нормализация результата перемножения и при малом ОСШ (-40 дБ) , и при промежуточном ОСШ (-3 дБ), и при большом ОСШ (+ 20 дБ).
На рис. 28 д представлены полученные в результате численного эксперимента характеристики обнаружения (кривые 1-3) для трех типов обнаружителей. Для удобства по оси абсцисс отложено как входное ОСШ, так и дальность до абонента (использованы результаты приложения А).
Анализ характеристик позволяет сделать следующие выводы:
1. Интерферометрический обнаружитель (семейство кривых 2) занимает промежуточное положение между нереализуемым согласованным фильтром (кривые 1) и некогерентным накопителем (кривые 3).
2. Интерферометрический обнаружитель сохраняет работоспособность на расстояниях до 2000 км от источника сигнала. Абонент ОСРТИ в типичной ситуации будет обнаружен с вероятностью 0.9 на расстоянии 1800 км при вероятности ложной тревоги 0.001. Некогерентный (одноканальный) обнаружитель обеспечивает такое же качество обнаружения лишь при дальности 200 км.
Фильтровой демодулятор для поэлементного приема
При оптоэлектронной реализации демодуляторов по схемам рис. A3 в 1л г операции возведения суммы сигналов в квадрат и последующего интегрирования можно реализовать, проецируя развернутые АОМ в пространстве образы сигналов на фотокатод ФП. Размер фотокатода должен быть достаточным для размещения отрезка сигналов продолжительностью тэ. Возведение в квадрат происходит при
преобразовании амплитуды светового распределения в фототок в каждой точке фотокатода; интегрирование осуществляется по пространству за счет суммирования элементарных откликов (фототока) от каждой точки фотокатода.
Схема с параллельным по свету размещением АОМ представлена на рис. 4 8 а. Схема содержит два квадратурных канала, реализованных с использованием того же решения, что и в АОКВИ [27], основанного на задействовании второго измерения (направления 0Y ) . Как и в схемах рис. 4 6 а, б, операция задержки на тэ может быть реализована путем взаимного смещения АОМ 1 и 2 на L = \пэ в направлении ОХ . АОМ работают в режиме Брэгга. Назначение астигматической ДОИС Л1-ГЛі-Л2 — селекция "+1"-х дифракционных порядков (либо "±1"-х для режима Раман-Ната) , формирование в требуемом масштабе т изображений АОМ в направлении ОХ и совмещение изображений АОМ в направлении 0Y . Считывание сигнала осуществляется парой ФП, отвечающих за синфазный и квадратурный каналы. В отличие от АОКВИ [27], в схеме рис. 4 8 а реализовано пространственное интегрирование, поэтому специфические элементы схемы [27] для освещения АОМ скрещенными световыми пучками не требуются.
Комплексная амплитуда п светового распределения в плоскости размещения АОМ может быть представлена в виде: eni( / У t) = еПіл(х, у, t) + еПі 2(х, у, t) / ч (А (у ± ДуУ ( L V (71) еп (х/ У г t) = кпклКА , rect — rect s, , t + — Пі.иv У і о і А+1 yLj { dy ) 1,2Ч 2v v) Рисунок 4 8 - Оптоэлектронные реализации оптимальных автокорреляционных демодуляторов по схеме "сложения" для сигнала ФМн-МС. где Ay и dy - расстояние между АОМ и ширина апертуры АОМ в направлении OY , а остальные обозначения раскрыты ранее. В (71) опущены компоненты, не попадающие в полосу пропускания ДОИС Л1-Г„ -Л2. Полагая размер dx диафрагмы Г согласованным с шириной полосы рабочих частот демодулятора, получаем выражение для интенсивности светового распределения в выходной плоскости:
Полезный сигнал заключен в третьем слагаемом; выбором места установки ФП у0 можно обратить экспоненциальный множитель в действительную либо в мнимую единицу. При этом результат будет представлять собой синфазную либо квадратурную составляющие комплексной огибающей ВКФ входных сигналов sx и s2 и будет аналогичен получаемому в схеме рис. 4 6 а, представленному на рис. 4 7 г. Применение квадратурной постобработки выходов ФП 1 и 2 позволяет получить выходной сигнал, аналогичный полученному в схеме рис. 4 6 б.
2. Схема с последовательным по свету размещением АОМ представлена на рис. 48 б. Схема одномерная, для организации квадратурного канала потребуется отдельный КОП. АОМ 1 и 2 работают в режиме Брэгга, ДОИС селектирует "+1"-е дифракционные порядки и формирует изображение АОМ в необходимом масштабе в выходной плоскости П2 на апертуре ФП. Выражения для комплексной амплитуды Еп {x,t) светового распределения в плоскости размещения АОМ, интенсивности In(x,t) в выходной плоскости и выходного сигнала U(t) ФП совпадают с соответствующими выражениями (71)-(73) при dy = 0 и
119 y0 = 0. При обработке импульса типа ФМн-МС выходной сигнал демодулятора представлен на рис. 47 г.
3. Схема на основе АОМ с двойной временной апертурой представлена на рис. 4 8 в. Схема отличается от всех предыдущих возможностью интеграции с оптической диаграммообразующей схемой на основе АОМ типа [41] в составе многофункционального ГОЭП.
Первой особенностью схемы является использование единственного АОМ с временной апертурой ТА0М = 2тэ = 2L/v , вдвое большей, чем в рассмотренных ранее схемах (рис. 4 6-4 8). Нижняя "половина" АОМ обозначена индексом "Н" и содержит текущий фрагмент входного сигнала s[t) длительностью тэ . Верхняя "половина" АОМ обозначена индексом "В" и содержит фрагмент сигнала, задержанный на тэ . В выходной плоскости П2 оба фрагмента сигнала должны быть "наложены друг на друга" — совмещены по оси ОХ . С этой целью:
- в.плоскости оригинала П1 помещена пара оптических клиньев W1, соответствующих верхней и нижней "половинам" АОМ, причем уклоны ориентированы по оси OY и встречны; клинья разводят в плоскости 7t1 световые потоки от "половин" АОМ: от верхней "половины" поток направляется в область у 0, от нижней — в область у 0;
- в плоскости спектра пх световые потоки от "половин" АОМ раздельно проходят через пару клиньев W2, которая компенсирует противоположность наклонов фазовых фронтов и обеспечивает совмещение фрагментов сигнала в плоскости оригинала П2.
Схема рис. 48 в использует АОМ в режиме Брэгга. Для селекции полезных дифракционных порядков диафрагма D в плоскости спектра пх имеет пару прямоугольных окон, ширина Дх которых в направлении ОХ согласована с шириной полосы рабочих частот демодулятора. В частности, в схеме рис. 48 в с верхней "половины" АОМ считывается "+1"-й дифракционный порядок, который в плоскости п1 проходит через ближнее окно диафрагмы D и отклоняется клином W2 вверх. С нижней "половины" АОМ также считывается "+1"-й дифракционный порядок, который в плоскости п1 проходит через дальнее окно диафрагмы D и отклоняется клином W2 вниз.
Вторая особенность схемы, как и схемы рис. 48 а, вытекает из двумерности и состоит в возможности реализации двух квадратурных каналов в едином КОП.
Рассмотрим работу схемы рис. 48 в. Для простоты рассмотрим случай приема сигнала на центральной частоте f0 рабочей полосы частот демодулятора. Влияние изменений несущей частоты на выходной сигнал демодулятора может быть легко восстановлено позднее. Пусть АОМ освещается плоской коллимированной световой волной Е0, падающей на апертуру АОМ под углом arcs in (kf0/v). Тогда распределение комплексной амплитуды света в передней фокальной плоскости линзы Л1 можно представить в виде суммы "верхней" и "нижней" составляющих:
Алгоритмы обработки сигнала, реализованные в многофункциональном гибридном оптоэлектронном процессоре
Структурная схема ГОЭП АР на основе многоканального пространственно-временного модулятора света (ПВМС) с электрическим управлением, реализующая алгоритмы (102)-(104), представлена на рис. 62 а [32]. Радиочастотный ПВ сигнал, представляющий собой суперпозицию Ss полезных сигналов s1...s3 и помех Sj с различными угловыми координатами 0 в широкой полосе частот, регистрируется элементами линейной АР, усиливается многоканальным малошумящим усилителем, переносится в диапазон рабочих частот fmi многоканального ПВМС и подается на соответствующие электроды этого ПВМС. Каналы ПВМС располагаются в плоскости ZOY (перпендикулярно плоскости рисунка) и просвечиваются коллимированным светом лазера. Выходная плоскость ПВМС совпадает с передней фокальной плоскостью Г сферического Фурье-объектива. В результате дифракции света на ПВМС, в задней фокальной плоскости я, формируется когерентное световое распределение — изображение радиосцены.
В соответствии с (102), в задней фокальной плоскости тс, Фурье объектива установлен управляемый фазовый фильтр, реализуемый динамическим транспарантом на основе структуры металл-диэлектрик полупроводник-жидкий кристалл (МДП-ЖК), вносящий в область а0 "1"-ых помеховых дифракционных порядков светового распределения дополнительный фазовый сдвиг на 180 . В результате в плоскости П2 энергия помехи концентрируется вне окна прозрачности пространственного ФНЧ (диафрагмы). В оптическом образе радиосцены в плоскости тс2 помехи подавляются на 20...25 дБ. "-1"-й дифракционный порядок этого распределения регистрируется линейным ФПЗС 1 с целью формирования сигнала обратной связи для управления фазовым фильтром.
Недифрагировавший свет и "+1"-й порядок дифракции используются для выделения временной информации — для приема сигналов. Для пространственной селекции источников (до трех) полезных сигналов используется алгоритм (104), обеспечивающий пространственную развязку сигналов до 25-30 дБ [41, 13]. Для каждого из полезных источников алгоритм (104) используется независимо. С этой целью в плоскости тс2 (см. рис. 62 б) установлен трехсекционный управляемый фазовый фильтр Туї-Туз, вносящий в область а0 "0"-го и каждого из "+1"-ых сигнальных дифракционных порядков светового распределения дополнительный фазовый сдвиг на 180. В результате в плоскости П3 суммарная энергия "0"-го и "+1"-ых порядков от источников полезного сигнала концентрируется в окне прозрачности пространственного ФВЧ (диафрагмы) TXYI_TXY3 — в месте расположения фотоприемников ФП1-ФПЗ, а сигналы, принимаемые со всех остальных направлений, блокируются.
Для восстановления радиосигнала из светового осуществляется оптическое автогетеродинирование, "0"-й дифракционный порядок используется в качестве опорного. С выходов ФП1-ФПЗ радиосигналы с целью устранения ППРЧ подвергаются преобразованию частоты (рис. 62 а) : в преобразователях UB1-UB3 гетеродинный сигнал, формируемый синтезатором G2, перестраивается по частоте синхронно с известной частотно-временной матрицей каждого из трех источников. Благодаря этому, демодуляция сигналов в модулях UR1-UR3 производится на фиксированной частоте fn42
В модуле параллельного спектрального анализа сетка из Nx Ny опорных гармонических колебаний формируется из набора сигналов генераторов Gx и G путем последовательного преобразования частоты оптического излучения многоканальными АОМ, используемыми в качестве однополосных модуляторов. А/х-канальный АОМ, расположенный в плоскости П5 (используются "-1" дифракционные порядки), просвечивается изображением Л -канального АОМ из плоскости П6 (используются "+1" дифракционные порядки), развернутого по оптической оси на угол 90 (рис. 62 г) . Реализуемая операция эквивалентна умножению столбца сигналов exp(icoCBt) I ехр(- ia lxt) ... ехр(- i(oNxt) на строку exp(ioolyt)... exp(icoWyt) . В результате в плоскости П6 формируется двумерный массив гармонических сигналов с частотами {сосв + соп - соп }, пу = 1, Ny , пх = 1, Nx . Оставшиеся элементы модуля реализуют операцию адресации -преобразования двумерного массива световых пятен в набор однородных вдоль оси ОХ полос (рис. 62 в) [37] . Складываясь в плоскости 7ix с однородным вдоль 0Y оптическим образом радиосцены, изображение преобразуется матрицей ФПЗС 2 в электрический сигнал. Цифровая постобработка выделяет информационную составляющую в формате пеленг-спектр. Представленный вариант опорного канала позволяет получить каналов параллельного анализа спектра. Для дальнейшего увеличения числа каналов целесообразно использовать параллельно-последовательный анализ, организовав структуру с тройным умножением [10]. Полоса параллельного анализа ограничивается лишь типом применяемых АОМ (см. рис. 2) и составляет сотни МГц. Модули и макет многофункционального гибридного оптоэлектронного процессора Для проверки основных принципов и технологий, заложенных в структуру многофункционального ГОЭП (рис. 62 а), разработан и изготовлен макет ГОЭП сигналов АР для комплекса приема телеметрической информации. Оптическая компоновочная схема и фотография ГОЭП представлены на рис. 63. В отличие от структурной схемы рис. 62 а, в макете реализован один из трех приемных каналов, обеспечивающих пространственную селекцию источника, а также не реализован модуль анализа ПВ спектра.
Устройство ввода. В качестве устройства ввода ПВ сигнала с выходов приемо-усилительных модулей АР в КОП использован многоканальный волноводныи (интегрально-оптический) фазовый ПВМС с электрическим управлением (рис. 64) [70]. ПВМС содержит 40 каналов, выполнен на подложке 1 (см. рис. 64 б) из ниобата лития (ЫЫЬОз) , на которой сформирован планарный волновод методом термодифузии пленки титана при температуре 980 С в течение 4.5 часов. Подложка Y-среза имеет размеры по кристаллографическим осям X, Y и Z соответственно 20, 1.5 и 10 мм. Формирование каналов осуществляется с помощью системы управляющих электродов 2. Каналы образованы прямыми параллельными сторонами электродов, расстояние между которыми составляет 5.5 мкм, длина управляющей части электродов 9 мм, ширина 10 мкм, расстояние между эквидистантно расположенными каналами составляет 35 мкм. Ввод светового излучения (Хсв =0.63 мкм) осуществляется с помощью приклеенных к поверхности волновода микропризм 3 из ЫЫЬОз. Корпус ПВМС (рис. 64 в) имеет окна 1 для ввода и вывода излучения, а также окно 2 для визуального контроля